Основная плата трансивера
Целью статьи является ознакомить интересующегося этой темой читателя с несколькими вариантами основных плат коротковолнового трансивера. Разрозненные и «куцые» публикации, которые автор публиковал в радиолюбительской литературе, вызвали, скорее всего, больше путаницу с различными версиями и их модификациями нежели, как это хотелось бы, руководство к повторению. Информация, которую автор выкладывает на своём сайте http://www.cqham.online/ut2fw не всем радиолюбителям пока ещё доступна – ею могут пользоваться только жители городов и обладатели компьютеров. Да и, на мой взгляд, не очень удобно для конструирования пользоваться информацией с экрана монитора и целесообразнее, когда информация с экрана распечатана на бумаге, что тоже доступно не каждому радиолюбителю. Поэтому было принято решение подготовить статью, в которой последовательно изложить «эпопею преобразования» платы от самой простой версии до последней, наиболее усложнённой.
Автором накоплен достаточно большой опыт изготовление транзисторных коротковолновых трансиверов, поэтому «отталкиваться» было от чего. Изобретать что-то «уникально» индивидуальное (как правило, радиолюбительская схемотехника – это прилежно скопированная промышленная) и «новое» по этой теме нет никакого смысла. Всё уже давным-давно изобретено, удивлять какой-то «сверх-замысловатой» и «супер-динамичной» схемотехникой своих же коллег-радистов никогда не ставилось задачи. После неоднократного повторения практически всех конструкций КВ TRX, которые публиковались в советской радиолюбительской литературе, начиная от «Однодиапазонного на 160м» UA1FA Я.С.Лаповка и заканчивая несколькими десятками только RA3AO, все чаще возникала мысль собрать из наиболее удачных и повторяемых узлов одноплатную конструкцию, достаточно лёгкую к повторению и настройке. Таких плат на сегодня существует 5 версий, о двух вариантах и пойдёт ниже речь.
Вначале об узлах платы, которые повторяются во всех версиях без изменений. Это: 1.Опорный кварцевый генератор на полевом транзисторе, Рис.№1; 2.Предварительный усилитель низкой частоты приёмника, Рис.№2 (с усилителем S-метра и АРУ); 3.Оконечный УНЧ приёмника, Рис.№3; 4.Микрофонный усилитель передатчика, Рис.№4; 5.«Автоматика» - узел, который формирует управляющие напряжения +13V RX, +13V TX, VOX. Рис.№5; 6.Телеграфный генератор, Рис.№6.
Маркировка элементов на этих схемах дана сквозная, т.е. такая, которая и будет в описании последней версии основной платы и на схеме и на печатной плате. Возле выводов микросхем и транзисторов на схемах более жирным шрифтом указаны постоянные напряжения. Напряжения со значком ~ - это ВЧ напряжения измеренные ламповым вольтметром. Надписи на схемах в рамке – это соединения на плате.
Опорный кварцевый генератор.
В зависимости от типа кварца и его частоты, потребуется подбор конденсаторов С72,С81 (их номинал будет влиять и на амплитуду выходного сигнала!). Чем больше ёмкость С72,С81 – тем ниже будет начальная частота генератора и она при минимальной индуктивности L12 почти попадает в требуемый «диапазон» на нижнем скате фильтра. Это 200-220 пф для кварцев в корпусе «Б1» на частоты 8-9,3 МГц и 150-100пф для современных «ПАЛ-овских» кварцев в корпусе похожем на РГ-09 с тонкими проволочными выводами на частоты 8,8-8,9 МГц. Специально акцентирую внимание на типах и видах кварцев, т.к. радиолюбители, как правило, используют «подручный материал» не особенно задумываясь о его качестве и возможности использования для требуемой именно нам цели. Ну и как закономерный результат в итоге – или сложность получения требуемой частоты или низкую амплитуду выходного сигнала. Поэтому к выбору кварца для опорного генератора нужно подходить ответственно и с не меньшей тщательностью, как и к выбору кварцев для кварцевых фильтров. Желательно использовать наиболее активный кварц с максимальной добротностью, из обычно остающихся кварцев после изготовления кварцевого фильтра. В последние годы стали популярны для изготовления кварцевых фильтров кварцы для декодеров ПАЛ-СЕКАМ на частоту 8,867МГц. На радиорынках их можно встретить в различного вида корпусах. Наиболее предпочтительны в металлических корпусах бОльшего размера – это что-то подобное кварцам, выпускавшимся в советское время в корпусе РГ-09. Нежелательно использовать кварцы выпущенные именно в советское время с толстыми короткими жёсткими выводами. Качество таких кварцев отменное – они имеют высокую добротность и активность, но очень плохо «тягаются по частоте», т.е. при их использовании часто не удаётся выставить требуемую частоту только используя для этой цели конденсаторы С77,С79 и катушку L12. Потребуется выбор или двух отдельных таких кварцев для обеспечения режимов USB и LSB, или дополнительные элементы, при помощи которых можно будет изменять частоту «опорника» при смене боковой полосы.
Также не рекомендую использовать кварцы в малогабаритных корпусах (цилиндрический, «лодочка» и т.д.). Они легко «тягаются по частоте», но имеют низкую добротность и активность. Не забывайте, что от качества кварца будет зависеть стабильность частоты опорного генератора и соответственно общая стабильность удержания частоты трансивера. При «среднем» качестве кварцев и отсутствии элементов термокомпенсации температурный уход частоты при прогреве трансивера до 50-60 градусов может достигать 50-70Гц. Как правило, при нагревании частота уходит вниз, поэтому термокомпенсацию можно выполнить подобрав требуемого отрицательного ТКЕ конденсаторы С72,С81. Амплитуду выходного сигнала подбираем, используя различных типов полевые транзисторы – чем выше крутизна транзистора и его граничная частота – тем выше амплитуда. Максимальную амплитуду получаем на КП307Г,303Е. Минимальную – на КП303А,Б. За счёт дополнительного подбора режима транзистора резистором R50 можно изменять амплитуду выходного сигнала. На транзисторе VT10 выполнен буферный каскад, согласующий с низким сопротивлением детектора. Нагруженная амплитуда выходного сигнала опорного генератора на выходе Fор (соединённым с входом детектора Foр) 0,7-0,8Vэфф. – напряжение измеренное ламповым вольтметром (ВК7-9, В7-26). На плате опорный генератор расположен в «самом дальнем углу» от входных цепей, дабы минимизировать от него наводку на вход приёмника. Поэтому соединение его с детектором идёт не посредством дорожки печатной платы, а тонким коаксиальным кабелем. Качество кабеля должно удовлетворять нашей задаче. Автор использует тонкий посеребренный кабель с фторопластовой изоляцией диаметром 2,5-3 мм или с полиэтиленовой изоляцией и плотной медной оплёткой (отечественного производства), волновым сопротивлением 50-75 Ом. Дополнительную стабилизацию питающего напряжения выполняет стабилитрон VD39 Д818. Все конденсаторы следует применять хорошего качества, желательно многослойные керамические. Диод VD36 служит для предотвращения бросков обратного тока, возникающих при переключении реле.
Эти броски могут вывести из строя транзисторный ключ в синтезаторе, при помощи которого включается режим USB/LSB. Небольшое отступление – все переключения в трансивере происходят квазисенсорно с клавиатуры применённого синтезатора, управление которым происходит от центрального процессора. Для переключения режимов (т.е. различных реле на соответствующих платах) служит микросхема 7406 (отечественные аналоги 155 (555) ЛН3, ЛН5) с мощными транзисторными ключами внутри неё. Один ключ позволяет коммутировать ток до 63мА напряжением до 15V, но он может выйти из строя при возникновении бросков обратного тока, чтобы этого не произошло, все реле зашунтированы диодами. Рабочие постоянные напряжения на электродах транзисторов указанные на схемах – измерены тестером с высоким входным сопротивлением (83.3кОм/В) Ц4314, при проведении измерений приборами с низкоомным входом нужно учитывать их шунтирующее влияние на измеряемую цепь. Например, тестером Ц4352 невозможно правильно измерить напряжение на затворе VT9, т.к. прибор шунтирует эту цепь.
Хотя автор и старается дать возможно полное описание каскадов (для «чайников», hi!) – но если конструктор слабо соображает, что такое входное сопротивление тестера и «зачем оно нужно» – то, скорее всего нецелесообразно браться за изготовление таких конструкций даже если и «очень хочется» - дешевле обойдётся купить готовое… И как это ни печально – не всегда и радиотехническое образование гарантирует конструктору полное понимание того – чего же это он делает паяльником?… J
Предварительный усилитель низкой частоты.
В цепи эмиттера установлен резистор R92 и конденсатор С110 (С110 обычно не используется) при помощи которых можно дополнительно формировать желаемую АЧХ каскада. При настройке, для получения максимально возможных характеристик, следует запастись несколькими экземплярами транзисторов КТ3102Е,Д желательно в различных корпусах, с различными маркировками и годами выпуска. Это нужно для того, чтобы выбрать из них наиболее качественный. В последние годы на радиорынках продают очень много брака или вообще не соответствующей маркировке продукцию. На радиорынке г.Ростова-на-Дону мне продали якобы транзисторы КТ3102Е (маркировка соответствовала) с проводимостью р-n-р. О каких достижимых
характеристиках трансивера можно говорить, если применять такие элементы? От качества работы этого каскада зависит чувствительность трансивера, которую можно будет получить – поэтому к выбору транзистора и последующей его настройки
нужно отнестись со всей тщательностью. Критерием качественной работы УНЧ можно взять параметр – при подаче сигнала в точку соединения входа детектора с катушкой связи контура последнего каскада ПЧ (не разрывая эту цепь) уровня 0,5мкВ с ГССа частотой ПЧ – сигнал должен быть отчётливо слышен в телефонах (т.е. можно говорить о чувствительности с входа детектора). Если оценивать грубо на слух, то по принятой шкале S-метра громкость прослушиваемого сигнала примерно соответствует уровню 2-3 балла. Номинал R74 для различных экземпляров транзисторов может составлять 12-43 к. Правильной можно считать настройку, когда режим подбирается не только по максимальному выходному уровню громкости, но нужно проверить соотношение сигнал/шум. Для этого без приборов не обойтись – подаём сигнал с ГССа, например, на вход детектора, контролируем (можно обычным стрелочным тестером с выхода «OUT-SOUND») выходной НЧ сигнал. Из всех транзисторов нужно выбрать такой, который выдаёт максимальную амплитуду НЧ сигнала при минимальном шуме. Транзистор VT23 служит для устранения щелчков при переходе RХ-TX.
При переходе на передачу, он замыкает на корпус коллектор VT17. Цепочка диодов VD30,VD33 обеспечивает автоматическую регулировку усиления (АРУ). Элементами R66, C86 подбираются её временные характеристики – чем меньше номинал R66 – тем бОльший ток протекает через диоды и они сильнее шунтируют проходящий по цепи сигнал, т.е. более глубокое затухание вносит цепочка. От ёмкости С86 зависит время удержания заряда, т.е. быстродействие АРУ. Для того чтобы цепь вносила ещё большее затухание можно вместо кремниевых диодов применить германиевые (чаще всего только диод соединённый с корпусом). Такой способ регулировки усиления каскадов, за счёт шунтирования диодными цепочками, не изменяет характеристик каскадов, не нарушает их работы. Глубина регулировки, в зависимости от характеристики шунтируемой цепи, обычно не выше 30Дб на одну цепочку. Поэтому для обеспечения глубокой АРУ потребуется не менее трёх таких цепочек в тракте усиления трансивера. Для тех, кто не любит громкого звучания трансивера целесообразно VD33 установить именно германиевый – он мягко ограничит амплитуду НЧ сигнала в этой цепи, кремниевый диод как правило не открывается даже при самых громких звуках. Фильтр R76,R98,C108 дополнительно срезает высокочастотный шум, возникший при работе VT17. Далее сигнал поступает на второй каскад УНЧ операционный усилитель DA3. Наиболее качественной для этого каскада оказалась микросхема К574УД1. Она быстродействующая, с высоким динамическим диапазоном и небольшим шумом. Испытаны в этом каскаде были практически все операционные усилители отечественного производства. Разницы в работе микросхем 574 серии с различными буквами – А,Б,В в различных корпусах (металл, пластмасса) обнаружено не было – платы разведены под микросхемы в пластмассовом корпусе КР574УД1. Коэффициент усиления регулируется резистором R67, срез в высокочастотной части АЧХ конденсатором С82. При подключении элементов R56,R57,R58,R24,C73,C74,С75,R49 контактами К5:1 реле К5 полоса пропускания АЧХ резко сужается – для режима CW.
Скаты АЧХ пологие – поэтому с таким фильтром можно слушать даже SSB сигналы – это часто помогает в «свалках» на НЧ диапазонах. Вершина АЧХ узкая – около 250Гц по уровню –10Дб, средняя частота фильтра 1000Гц. С выхода DA3 сигнал через R78 поступает на оконечный УНЧ через регулятор громкости, расположенный на передней панели (переменный резистор 10-33кОм). А через R72 поступает в усилитель сигнала АРУ, выполненный на VT8. Диоды VD27,VD25 включены по схеме удвоения напряжения. Цепочка из R43,C70,R47 определяет характеристики заряд-разряд петли АРУ. При указанных на схеме номиналах обычно характеристики АРУ удовлетворяют приёму как SSB, так и СW сигналов. При желании увеличить крутизну ветви АРУ можно вместо КТ315 применять n-р-n транзисторы с бОльшим коэффициентом усиления – например КТ3102. Диод VD26 служит для предотвращения отклонения стрелки S-метра при ручной регулировке усиления (RRU – напряжение с переменного резистора на передней панели 0-10В). Одновременно, он является ещё и «пороговым элементом» – т.е. напряжение АРУ должно превысить уровень открывания кремниевого диода и тогда только оно поступит в цепи регулировок – тем самым АРУ не отрабатывает на слабые сигналы и шум эфира, что улучшает естественное восприятие эфирной обстановки. Резистором R42 градуируем показания S-метра, в качестве которого можно применять миллиамперметр с током полного отклонения стрелки до 200-300 мкА. При подаче 50мкВ на антенный вход трансивера стрелка S-метра должна давать показания 9 баллов. Чем большей чувствительностью обладает применяемый прибор, тем больший номинал должен быть R42. Автор чаще всего в своих конструкциях применяет головки от магнитофонов советского производства Юпитер, Нота, Ростов – это М68501; М4752. Как правило, в зависимости от модификации основной платы и типа
Оконечный УНЧ.
Шильдик S-метра
УНЧ каких – либо особенностей не имеет. Это, так сказать «стандартный умощнитель». На вход УНЧ “VOLUME1” сигнал с движка потенциометра регулятора громкости на передней панели поступает через контакты К6:1 реле К6. Реле применено лишь для того, чтобы обеспечить телеграфное самопрослушивание без каких-либо шумов и наводок в режиме передачи. Как показала практика дальнейшего пользования, контакты реле в этой цепи бывают иногда полезны при соединении трансивера со звуковой платой компьютера. В случае ненадобности реле можно исключить, соединив резистор R41 с входом УНЧ. На микросхеме DD2 собран генератор самопрослушивания CW и формирователь телеграфного VOX. На элементах DD2:2, DD2:3 собран генератор, элемент DD2:1 – буфер, а элемент DD2:4 используется в телеграфном VOX-е. Желаемую частоту генератора можно подобрать элементами C60,R33 с указанными номиналами частота около 800Гц. Конденсатор С60 должен иметь стабильный ТКЕ, в противном случае, при прогреве частота будет изменяться. Резистором R41 подбираем желаемый уровень сигнала самопрослушивания. При нажатии на телеграфный ключ (соединение выхода “CW-KEY” с корпусом) на выводе «VOX-CW» появляется логическая единичка, которая через узел автоматики переводит трансивер в режим «передача». Конденсатор С101 дополнительно срезает высокочастотные шумы и блокирует возможные ВЧ наводки, которые могут появляться на «шнурках» идущих к регулятору громкости, если в трансивере будет использоваться мощный выходной каскад передатчика. В небольших пределах элементами С109,R87 можно дополнительно изменять АЧХ и Кус. УНЧ. Резистором R68 выставляем половину напряжения питания в точке соединения R60,R69.
Фильтр по питанию R45, C80 служит для устранения помех, которые возникают при использовании мощного транзисторного ШПУ в трансивере с однополярным питанием – аналогичный фильтр используется и по питанию микросхемы DA3 КР574УД1 (см. Рис.№2 – элементы R90,C99). Если будет использован выходной каскад передатчика небольшой мощности или передатчик будет запитан от другого источника питания, нежели основная плата – ёмкость С80 можно уменьшить до 100мкф. Конденсатор С92 служит для блокирования возможной ВЧ наводки на шнурок “OUT-SOUND”. В последние годы часто попадались транзисторы КТ814,815 при применении которых в УНЧ наблюдалась «ступенька» – искажённое воспроизведение сигналов небольшого уровня. Для её устранения потребуется увеличить ток покоя выходных транзисторов до 30мА. Для этого диод VD29 заменяем на кремниевый. Если и этого окажется недостаточно – можно выбрать среди кремниевых диодов экземпляры с максимальным внутренним сопротивлением (измеряем тестером сопротивление открытого перехода) и установить их оба VD28 и VD29. Как правило, максимальный ток покоя можно получить, применив КД503. Этот УНЧ плохо работает на низкоомную нагрузку – чем ниже сопротивление нагрузки – тем большее искажение он вносит. Поэтому желательно применять динамики сопротивлением не ниже 8Ом или высокоомные телефоны. Очень хорошо УНЧ работает на высокоомные телефоны типа ТА56 или им подобные с сопротивлением 1,6 Ком.
Микрофонный усилитель.
Автор чаще всего применяет керамические импортные типа СТ-4-0805, они тоже дают микрофонный эффект, но не столь значительный как отечественные КМ. Каких-либо корректировок АЧХ в усилителе не использовано – это связано с тем, что сложно рекомендовать какую-то конкретную схему формирования АЧХ микрофонного усилителя, не сообразуясь с особенностями голоса и манерой речи оператора. Обязательна одна единственная регулировка этого каскада – нужно выставить требуемый коэффициент усиления резистором R19. Руководствоваться нужно соотношением уровней сигналов на модуляторе – обычно НЧ сигнал должен составлять не более 1/3 от уровня сигнала гетеродина. Хотя сложно определиться какой же именно взять сигнал за основу – при громком А в микрофон или при обычном разговоре перед микрофоном? Можно за «основной» взять уровень при громком А прямо в микрофон – он не должен превышать уровень сигнала гетеродина – обычно до 0,8-0,9В. Учитывая Пик-фактор человеческой речи, который чаще всего составляет 3,3 – при обычном разговоре перед микрофоном НЧ уровень не превысит требуемые 0,25-0,3В. НЧ сигнал измеряем ламповым вольтметром (или осциллографом) на правом по схеме выводе R79, или на выводе №4 трансформатора TV2 (см. Рис.№8). Через цепочку R31,С65 сигнал поступает в цепь VOX SSB и через эмиттерный повторитель VT6, служащий для согласования с низкоомным входом, на балансный модулятор. Контакт К3:1 реле К3 служит для того, чтобы в режиме приема сигнал с операционного усилителя DA2 не попадал на вход УНЧ приёмника. Так как чувствительность УНЧ очень высокая – то даже снятие питания с каскада на VT6 и дополнительное блокирование цепи базы транзисторным ключом не давала желаемого результата – поэтому пришлось применить контакты реле. В дальнейшем контакты этого реле могут пригодиться для коммутации при соединении трансивера с компьютером. Следует обратить внимание на качество конденсаторов С62,С63 – если они будут «сухие», то усилитель может возбудиться – это выражается в виде «хрюкающего» сигнала.
Экранированный кабель от микрофонного разъёма до платы ни в коем случае нельзя соединять с корпусом трансивера в разъёме. Экран кабеля заземляется непосредственно на плате микрофонного усилителя и более нигде не имеет контакта с корпусом трансивера. Микрофон используется обычный динамический, наиболее качественные и недорогие модели – МД64,66,80,282.
«Автоматика»
Этот узел заимствован от трансивера А.Першина «Урал-84» с незначительными изменениями. Т.к. он зарекомендовал себя практически безотказной работой и несложной схемотехникой. На транзисторе VT12 собран усилитель VOX SSB. Диоды VD32 и VD31 выпрямляют и удваивают усиленное напряжение. Элементы R94,С90 определяют время удержания VOX и его чувствительность. Включение системы VOX происходит соединением эмиттера VT20 с корпусом. Времязадающие элементы для CW включены на выходе VT20, изменяя значение С113,R88 можно регулировать задержку-удержание VOX в телеграфе. Вывод педали для перевода TRX на передачу, соединяют с корпусом. Автоматика, формирующая напряжение +13,8В ТХ и +13,8В RX собрана на транзисторных ключах VT15,VT21,VT16, VT22. Диоды VD34,VD35 защищают транзисторы ключей от бросков обратного тока, возникающих при переключении реле. На схеме показаны разные типы применяемых диодов – практически нет разницы, какие будут применены – можно использовать любые кремниевые диоды. Если VD31,VD32 применить германиевые – то получим бОльшее напряжение на С90 – соответственно это повышает чувствительность системы VOX SSB. Транзисторы ключей достаточно сильно греются в случае их большого разброса параметров. Поэтому желательно выбрать пары транзисторов КТ814-КТ815 для ключей с приблизительно одинаковыми параметрами.
Телеграфный генератор.
Генератор выполнен по схеме индуктивной трёхточки, его можно выполнить как на полевом, так и на биполярном транзисторе. Но при использовании в генераторе кварцев с низкой добротностью и полевого транзистора с невысокой крутизной манипуляция «мягкая» – генератор как бы более «плавно» запускается, но из-за этого на высоких скоростях (более 150 знаков) короткие посылки сливаются.
Поэтому, если предполагается работа на больших скоростях, нужно экспериментально проверить какой из вариантов более подойдёт. Как правило, заядлые телеграфисты очень любят, чтобы именно их CW сигнал чем-то отличался от других сигналов (не в худшую сторону, hi!). Конечно, можно сделать и в нашем варианте такой же «стандартный» CW сигнал, как и в других TRX – выбор за самим конструктором, свою задачу вижу лишь в ознакомлении с проверенными возможными вариантами построения этого узла.
Основная плата.
Описание начнём с самой простой версии, которая доступна к повторению школьниками (изготовлено кружковцами несколько штук на детской коллективной радиостанции UR4FWZ) и найдёт применение в простом трансивере для дачи и автомобиля. Основные узлы обратимы и работают в обоих направлениях – как на приём, так и на передачу. Они неоднократно были проверены в трансиверах «Урал-84М», «Роса».
Чувствительность приёмника с такой основной платой, измеренной без включения УВЧ, не хуже 0,3-0,4мкВ, динамический диапазон при подаче двух сигналов с разносом 8Кгц не менее 93-95Дб. Забитие – не хуже 120Дб. Данные приёмника получены при применении в качестве первого гетеродина различных версий синтезаторов. Применялась методика измерений описанная Дроздовым В.В. в его книжке «Коротковолновый трансивер». Измерения проводились на диапазоне 20м.
Эта схема оптимальна при применении синтезаторов (описание синтезаторов есть на сайте и будет дано позже) и ГПД от Р107М, когда частота гетеродина выше требуемой и требуется её деление. Т.е. частота гетеродина рассчитывается таким образом – диапазоны ниже 14МГц – Fget=2х(Fпч+Frx), диапазоны 14МГц и выше – Fget=2х(Frx-Fпч), где Fпч – это промежуточная частота трансивера, Frx – принимаемая частота, Fget – частота гетеродина. Таблица расчёта частоты гетеродина будет в описании синтезатора. В формате Excel она есть на сайте автора. При применении обычного ГПД, вместо триггера (500ТМ131,231) нужно применить другой логический элемент без деления частоты, который обеспечит два противофазных сигнала, например К500ЛМ109 - как это сделано в TRX RA3AO. Не забудьте только о смещении по постоянному току на входной ножке микросхемы с помощью резистивного делителя R13,R14 в противном случае на выходе микросхемы сигнала не будет. Можно применить другие серии - 531,1533,1544,74 и др. Желательно, чтобы предельная частота на которой может работать микросхема была хотя бы в два раза выше максимальной частоты ГПД. Иначе форма сформированного меандра будет отличаться на низшей и высшей частотах ГПД. Даже при
Подобрать оптимальную нагрузку смесителю можно изменением режима транзистора резистором R15. Через VT6 протекает ток близкий к максимально возможному для этого типа транзисторов – поэтому не нужно «пугаться», что корпус транзистора будет горячий. С трансформатора Т4 усиленный сигнал поступает на кварцевый фильтр. Возможны несколько вариантов изготовления Т4. «Широкополосный» - на ферритовом кольце К7-10, проницаемостью 600-1000, в два провода без скрутки 7-10 витков, диаметр провода 0,15-0,22 мм, см. Фото№1. «Резонансный» - катушка диаметром 5-7мм с подстроечным сердечником из карбонильного железа (СЦР), 25-30 витков провода 0,22-0,31 мм виток к витку с отводом от середины и подключенным параллельно катушке "резонансным" конденсатором, катушку можно выполнить и в броневом сердечнике СБ9А. В «резонансном» варианте возможно достичь более тщательное согласование с кварцевым фильтром, применив (вместо отвода) дополнительную обмотку связи, как это сделано в катушке L1. «Резонансный» вариант позволяет незначительно поднять чувствительность. Соотношение витков в такой катушке будет зависеть от нескольких параметров – режима VT6 и входного сопротивления применяемого кварцевого фильтра – поэтому более тщательно придётся подбирать все элементы. Согласование с кварцевым фильтром заводского изготовления можно обеспечить путем подбора шунтирующего резистора, который включаем между крайними выводами Т4 . Трансформатор Т4 используется с коэффициентом трансформации 4:1, поэтому ориентировочно номинал этого резистора Rф.х 4, где Rф – это сопротивление кварцевого фильтра. В «резонансной» нагрузке согласование – путем подбора соотношения L и С и изменением витков катушки связи. «Шунтирование» резистором трансформатора Т4 для точного согласования с кварцевым фильтром, вызывает уменьшение усиления каскада VT6, что сказывается на ухудшении чувствительности приемника. Наиболее оптимальный и простой вариант получается при применении самодельных кварцевых фильтров, когда не нужно подгонять режим каскада к какому-то определенному сопротивлению кварцевого фильтра ZQ, а дополнительно есть возможность подобрать элементы фильтра под настроенные на максимальные характеристики каскады на VT6,VT7.
Поэтому в рабочей конструкции основной платы шунтирующий трансформатор Т4 резистор не применяется, а в предварительно настроенном на стенде XTAL ZQ при установке в плату заново подбираются емкости по наименьшей неравномерности и затуханию в полосе пропускания. Обычно достаточно дополнительно подобрать крайние конденсаторы фильтра (на схеме они показаны как С*). В зависимости от применяемых кварцев часто вместо С* между Т4 и XTAL ZQ применяется простая перемычка. Выход фильтра нагружен на R18, который подбирается по наилучшим характеристикам, как фильтра, так и каскада на VT7. Нагрузка каскада на VT7 – резонансный контур L1,C16 для согласования с низкоомным входом детектора применена обмотка связи Lсв. Катушка L1 намотана на каркасе диаметром 5-7мм. 25-30 витков провода 0,22-0,31 мм. Катушка связи наматывается в середине L1, 5 витков провода 0,12-0,18 мм (см. фото катушки L). Цепочка С17,VD5,VD4,R27,C30 служит для регулировки усиления каскада. При подаче напряжения АРУ или с ручного регулятора, диоды открываются и конденсатор С17 шунтирует контур L1,C16. Такой вариант регулировки не изменяет режима каскада по постоянному току и не вносит искажений. Номинал резистора R27 определяет глубину регулировки. Если требуется получение более глубокой АРУ, точно такую же цепочку можно применить и в каскаде VT6. Но применять диодную цепочку в этом каскаде трансивера на низкочастотные диапазоны следует с осторожностью – диоды могут ухудшить динамический диапазон приёмника – будут детектировать мощные сигналы вещательных станций. Например, диапазон 40м с применением такой цепочки (при использовании антенны – полноразмерной 80м рамки) забит «вещательными» станциями, которых на самом деле не существует на этих частотах. В этом случае вместо диодов целесообразнее применить переход полевого транзистора КП305 – как это сделано в регуляторе выходной мощности (VT8), т.е. шунтирующий конденсатор подключается через переход сток-исток полевого транзистора, а не через диоды. С Lсв. отфильтрованный и усиленный сигнал поступает на детектор, собранный по «классической» схеме на диодах.
Для того чтобы поднять уровни и соответственно увеличить коэффициент передачи, включено по два диода последовательно в каждом плече. Диоды требуется предварительно подобрать хотя бы тестером с одинаковыми параметрами. Тип диодов значительной роли не играет, но замечено, что наилучшие параметры в этом узле дают диоды с максимальным сопротивлением (при измерении тестером в открытом состоянии диода), очень хорошо подходят КД503. Трансформаторы Т3,Т2 намотаны на ферритовых кольцах проницаемостью 600-1000, типоразмер К7-10. Намотка в три провода без скрутки, диаметром 0,15-0,22 мм, достаточно 7-10 витков, см. Фото №1. На Т2 подается напряжение с опорного кварцевого генератора Fор. Балансировка детектора достигается за счет предварительного подбора диодов, симметричной намотки трансформаторов и в случае надобности дополнительно подобранного конденсатора небольшой емкости, включенного экспериментально в одном из плеч детектора. Выход «УНЧ» подаётся на вход предварительного УНЧ – вход «DETECTOR», Рис.№2. Рассмотренные узлы работают на передачу в обратном направлении. Сигнал с микрофонного усилителя подается на вход «MIC» (выход «DETECTOR» Рис.№4) детектора, который в режиме передачи играет роль балансного модулятора. Сформированный DSB сигнал с трансформатора Т3 повышается по амплитуде на контуре L1 и через каскад VT7 поступает на кварцевый фильтр. С выхода кварцевого фильтра SSB сигнал трансформируется трансформатором Т4, дополнительно усиливается каскадом на VT6 и поступает на смеситель. Телеграфный сигнал формируется генератором на VT5 и через С19, служащий для подбора требуемой амплитуды, поступает на затвор VT7. Регулировка выходной мощности осуществляется цепочкой VT8,C21. При подаче на затвор VT8 положительного напряжения с движка переменного резистора, установленного на передней панели трансивера, переход сток-исток транзистора открывается и конденсатор С21 шунтирует цепь затвора VT7. Транзистор VT8 нужно выбрать с “правой” характеристикой, при нулевом напряжении на затворе переход сток-исток должен быть закрыт. "Полевики" VT1,VT2,VT8 можно выбрать обычным тестером, нужно измерить сопротивление сток-исток, предварительно соединив затвор с истоком.
Измерение проводится осторожно, ни в коем случае нельзя допускать прикосновение к не соединённому с другими выводами выводу затвора транзистора, т.к. защиты от статического электричества КП305 не имеют. Для смесителя подойдёт пара транзисторов с одинаковым сопротивлением переходов, но не ниже 700Ом. Для VT8 сопротивление перехода сток-исток не должно быть менее 100кОм.
Основная плата последней модификации.
Этот вариант платы вызрел после многочисленных повторений предыдущих 4-рёх версий. Назовём её «Основная плата №5», чтобы было меньше путаницы. Информация о предыдущих модификациях есть на сайте автора www.cqham.ru/ut2fw (это новый адрес сайта краснодарских радиолюбителей), приводилась ранее в радиолюбительских изданиях, поэтому не будем их здесь рассматривать.
Микросхема К1554ТМ2 при 5В - Uвых=2,1-2,2В, при 7В - Uвых=2,5-2,7В. Микросхема К1553ТМ2 при 5В - Uвых=1,2-1,3В. При применении 500ТМ131 с транзисторными усилителями, на затворах КП305 2,5-2,8В (Рис.№7). Все измерения произведены ламповыми вольтметрами ВК7-9;В7-26. 74АС74 по логике работы и расположению выводов полностью соответствует К1533ТМ2, К1554ТМ2. По непроверенным данным 74АСхх серия - это распространённая «ширпотребовская» (если таковая существует у фирм её выпускающих) серия с предельной рабочей частотой не хуже 100Мгц, отечественный её аналог 1554 серия (хотя сложно сейчас определить где же наше «отечество» и чьи это микрухи 1554 серии). Следует отметить что, «как обычно», отечественной промышленности скопировать полные характеристики не удалось. Для качественной работы смесителя на КП305 или КР590КН8 требуется уровень гетеродина не менее 2,5-2,7В. Для этих целей подходит 1554 серия, но при повышенном хотя бы до 6,5-7В питании. От такого варианта пришлось отказаться, т.к. нет данных, насколько надежно микросхема будет работать при повышенном питающем напряжении. Уже при 6,2В корпус 1554ТМ2 начинает греться. 74АС74 «теплеет» когда напряжение повышается более 7В, опытным путем проверено - выдерживает питающее напряжение 12В в режиме длительной работы. С такой версией смесителя трансивер имеет чувствительность не хуже 0,3 мкВ (без УВЧ), «двухсигнальная избирательность» не менее - 95Дб, при подаче сигналов с разносом 8Кгц. Следует заметить, что все замеры параметров приемника проводились при широкой полосе кварцевого фильтра. По-видимому, описываемый смеситель (точнее использование К500КН8 в качестве смесителя) привлёк внимание не только повторяющих уже разработанные схемы радиолюбителей, но и экспериментирующих – не так давно мне начали задавать вопросы по поводу статей в журналах «Радиаматор» и «Радиолюбитель», в этих статьях сообщается о «характерных ошибках UT2FW в попытке применения ИМС 590КН8 в реверсивном пассивном балансном смесителе трансивера»…. J Что можно доложить на сей счёт? Во-первых – применение 590КН8 в смесителе – это далеко не «попытка», микросхема только автором с успехом используется уже в течение нескольких лет.
Во-вторых – снова радиолюбители ничего сами не «изобрели» - МС 590КН8 благополучно применяется в некоторых модификациях РПУ Р-399А и «Прыжок» в качестве первого смесителя, правда немного в ином включении. Главной моей «ошибкой» считается отсутствие специальных мер для запирания защитных стабилитронов, которые установлены в МС 590КН8 по затвору каждого из 4-ёх полевых транзисторов. Из-за этого якобы получаем пониженные динамические характеристики смесителя и повышенный уровень неподавленного напряжения гетеродина на портах смесителя. Что могу ответить по этим вопросам? Понятно, что не буду применять ту элементную базу и схемотехнику, которая для меня непонятна, не проверена или не имеет качественных параметров. С несоответствием заявленных изготовителем параметров мне пришлось впервые столкнуться в начале 90-ых годов, когда начал применять отечественные КП327 вместо КП350. У КП327 так же как и у полевиков сборки 590КН8 установлены защитные стабилитроны. Вместо заявленных заводом изготовителем 10-15В стабилитроны «пробивались» уже при 2-4В! Почему и не стал использовать КП327 в смесителе, а остановил свой выбор на КП305 (предварительно перепробовав практически все советские полевики с изолированным затвором от КП301 до КП911) у которых нет вообще никакой защиты затворов (по крайней мере, в справочной литературе на эти транзисторы нет ни слова о защите затворов стабилитронами). Хотя заманчиво бы было применить КП327 в смесителе, учитывая их невысокую цену и удобный для размещения на плате корпус. Способ запирания стабилитронов в 590КН8 описываемый в тех статьях не нов – он применяется в РПУ Р-399А (в его модификации с первым смесителем на 590КН8) и «Прыжок» (это инфо всё о том же, что не устаю повторять – вся радиолюбительская «схемотехника» - это в подавляющем большинстве случаев прилежно содранная профессиональная). Речь идёт о том, чтобы подложку (вывод №2 микросхемы) не соединять напрямую с корпусом, а через RС цепочку на которой будет появляться запирающее стабилитроны напряжения.
Конечно же, видел ту схемотехнику но применять не стал, т.к. в моей версии смесителя запирание стабилитронов происходит постоянным напряжением, которое поступает от 74АС74 – его вполне достаточно, чтобы они не открывались и не шунтировали ВЧ напряжение, поступающее с АС74. Эксперименты по дополнительному запиранию, когда подложка не замыкается непосредственно на корпус, а через дополнительную RC цепочку, не дают сколько ни будь ощутимых результатов – это неоднократно проверялось и мной и Геннадием UT2XS, который уже несколько лет применяет аналогичный смеситель в своём трансивере. Следует отметить, что нужно очень аккуратно подойти к выбору типа МС 74АС74. Фирмы предлагают различные модификации, которые не все подходят нашей задаче. Нужно применять только именно 74АС74 и желательно не «отечественного» производства. Например, мне попались микрухи на которых написано IN74AC74N и фирменный знак изготовителя буква И в прямоугольнике. По этому знаку более всего идёт на ум что скорее всего ПО «Интеграл» тоже производит 74 серию. Такая микруха качественно работает до частоты 10-15МГц, а выше падает амплитуда и меандр более похож на искажённую синусоиду. Это скорее всего «перебитая» 1544 серия. Конечно, серии 74НС74, или 74CD74 вообще не подходят для смесителя. Более гарантированно будет что микруха «настоящая» если надпись на её корпусе не нанесена краской, а как бы вытравлена или выдавлена и таким же способом нанесена информация о стране производителя. Обычно известные фирмы, производящие качественную продукцию не «скромничают» и помимо своего фирменного знака указывают и страну где произведён продукт. Хотя как правило, за такие комплектующие приходится платить намного дороже… L
Со смесителя сигнал поступает на обратимый каскад VT1 через согласующий трансформатор TV4. Согласующий транс. применён из-за того, что каскад на КП903 имеет более низкое (около 12Ом) сопротивление нежели на КП302В. А КП903 применён по соображениям получения более высоких динамических характеристик платы.
И получается несоответствие требуемых параметров – коэффициент передачи и динамические характеристики каскада на КП903 максимальны при максимальном токе через транзистор и при таком токе он уже шунтирует смеситель. TV4 включен в варианте трансформации сопротивлений 4:1. Конструкция TV4 аналогична трансформатору Т4 – см.Рис.№7 и транс. L3 выполнен таким же образом. Кварцевый фильтр разбит на два, к преимуществам
этого варианта можно отнести то, что появляется возможность варьировать количеством кварцев в фильтре. Если применить два четырёхкристальных фильтра – легче получить почти “идеальную” амплитудно-частотную характеристику, нежели согласовывать один восьмикристальный фильтр. Появляется возможность между фильтрами ввести ограничитель SSB сигнала, тем самым повысить эффективность работы передатчика. При применении четырёхкристальных фильтров степень ограничения не должна быть большой, т.к. в случае глубокого ограничения, селективности фильтров может не хватить для подавления внеполосных выбросов, возникающих при ограничении, а если еще и усилить такой сигнал например лампой ГУ81М - то соседи близкие (да и далекие тоже) будут явно не в восторге от вашего присутствия на диапазоне. На схеме показан вариант первого шестикристального фильтра с номиналами конденсаторов, которые чаще всего применяются при использовании современных кварцев на частоту 8,867МГц. Для сужения полосы пропускания можно подключать контактами реле дополнительные конденсаторы С16,С42. При подключении этих конденсаторов верхний скат фильтра сдвигается влево. Хотя автор не считает такой CW фильтр качественным – см. раздел «Выбор кварцевых фильтров», плата разведена с возможностью установки реле и введения такого сужения полосы пропускания. После первого кварцевого фильтра введен обратимый каскад на VT4. Цепочка С26,VD4,VD5,R3,С11 регулирует усиление каскада при приеме, а цепочка C50,VT5,VT24 при передаче. Показана версия применения полевого транзистора (VT5) с затвором на основе p-n перехода при регулировании выходной мощности передатчика.
Вместо VT5 можно установить цепочку из диодов, аналогичной применяемой при регулировке усиления приема, но при использовании диодов наблюдается дополнительное ограничение сигнала, получается так называемый “суховатый” сигнал SSB. Сопротивление открытого канала КП103 довольно высокое, поэтому глубина регулировки небольшая, на диодах пределы регулировки значительно больше. Для того чтобы обеспечить бОльшую глубину регулировки, можно включить параллельно несколько КП103 (VT24), либо перейти на версию, описанную выше с применением КМОП транзистора (КП305), не забыв изменить регулировочное напряжение "по затвору" на обратное. На VT3 выполнен усилитель-ограничитель SSB сигнала, резонансной нагрузкой которого является контур L11,С48. В качестве L11 применён обычный дроссель ДМ-0,1. Индуктивность дросселя и номинал С48 будут зависеть от выбранной промчастоты. Коэффициент усиления - соответственно степень ограничения регулируется резистором R15. В случае надобности можно регулировку степени ограничения вывести на переднюю панель трансивера. Для этого применён VT25, сопротивление перехода сток-исток изменяется при подаче регулирующего напряжения на его затвор. Регулирующее напряжение “Speec10-0V” подаётся с движка переменного резистора, установленного на передней панели трансивера. Т.е. имеем две цепи, которые меняют степень ограничения – изменяя усиление каскада на VT3 резистором R15 и сопротивлением перехода VT25. «Базовую» степень ограничения сигнала можно выставить резистором R24 и типом применённых VD23,VD24. Резистором R24 подбираем порог ограничения и амплитуду SSB сигнала на входе кварцевого фильтра (измеряем ВЧ сигнал на R16) в пределах 0,8-1,0Вэфф. (максимальный сигнал при громком «А» в микрофон). С L10 (конструкция аналогична L3) принимаемый сигнал поступает на второй кварцевый фильтр. Согласование кварцевых фильтров с каскадами достигается подбором конденсаторов C10,C44,C30,C31 и резисторов R16,R8. Номиналы конденсаторов ориентировочные, точное значение будет зависеть от типов применяемых кварцев, их частоты и полосы пропускания фильтров.
С применением VT3 в некоторых экземплярах плат каскад на VT4 давал повышенный уровень шума. Это связано с тем, что ёмкости С43 – переход VT3 не хватало для качественного блокирования затвора VT4. Для этой цели пришлось применить контакты реле К7:1, которые соединяют с корпусом вывод С50 в режиме приёма надёжно блокирующий затвор VT4. В зависимости от типа применённых VT4,VT3 и их режимов часто надобность в реле К7 не возникает. Второй кварцевый фильтр выполнен на 4-х кварцах. Введёна возможность плавной регулировки полосы пропускания этого фильтра. Для этой цели установлены три варикапа VC1-VC3. Типы варикапов зависят тоже от применяемых кварцев. Если применяются кварцы для фильтров у которых для получения полосы пропускания более 2кГц ёмкости конденсаторов не превышают 47-68пф то варикапы следует применить на меньшие максимальные ёмкости. Или подобрать меньшие ёмкости С37,С38,С39. На схеме показаны номиналы конденсаторов для фильтров у которых ёмкости С21,С22,С23 обычно 100-130пф при полосе пропускания фильтра 2,4-3кГц. Полоса пропускания регулируется подачей напряжения на вывод “VBT 0-12V” с движка переменного резистора установленного на переднюю панель трансивера. Через диод VD19 поступает напряжение +13V ТХ и полоса пропускания фильтра в режиме передачи расширяется до максимальной. Каскады на VT2,VT26 аналогичны каскаду на VT7 – см. Рис.№7. В предыдущей версии платы №4 каскад на VT26 не использовался. Здесь же каскад на VT26 введён для получения более глубокой АРУ. В итоге имеем 4 цепочки АРУ с возможностью индивидуальной настройки каждой и бОльшим усилением в тракте ПЧ, что даёт возможность уменьшить требования предъявляемые к первому каскаду УНЧ. Для более быстрой “победы” при балансировке детектора, введен балансировочный резистор R18. Чем выше номинал этого резистора, тем большие пределы регулировки достигаются, соответственно больший разброс могут иметь диоды и “тяп-ляп” можно намотать трансформаторы, но и большее затухание может вноситься в работу детектора.
Очень редко на радиорынках можно встретить подстроечные резисторы номиналом 33-68 Ом, которые имеет смысл здесь использовать, ни в коем случае резистор не должен быть проволочным (СП5). К особенностям настройки этой версии основной платы следует отнести то, что в ней (при бестолковой настройке) очень легко получить «итальяноподобный» SSB сигнал. Уже поступали отзывы от повторивших или слышавших работу неправильно настроенной этой платы о «перекачанности» сигнала. Т.е. – снова возвращаюсь всё к той же «избитой» теме – не настраивайте аппаратуру по максимальным отклонениям стрелок вправо своих «спидометров». Мощу нужно получать при помощи линейных усилителей мощности, на которые следует подавать качественно сформированные сигналы, а не в микрофонных усилителях, модуляторах или усилителях-ограничителях SSB сигнала. Ни в коем случае не нужно превышать уровни ВЧ сигналов указанные на схеме. Замеры напряжений SSB проведены при громком «А» в микрофон, CW сигнал должен быть около 0,5В на выводе №4 трансформатора ТV1. Окончательный подбор элементов цепочек АРУ следует проводить уже в работающем трансивере. Автор работает в основном SSB и поэтому все свои конструкции настраивает в этом режиме. Наиболее оптимальные характеристики АРУ получаются при применении германиевых VD4,VD8,VD42.
Ниже привожу таблицу измерений параметров нескольких приёмников, недавно произведённых прибором, любезно предоставленным Юрием UR4EF, которым он проводил замеры, сведённые в Таблице №1. Специально измерения проведены этим прибором и по аналогичной методике, дабы получить сопоставимые результаты измерений в обеих таблицах.
Некоторые комментарии к таблице: 1.TS870S – трансивер не новый, но в отличном состоянии, привезён из Германии, произведена перепроверка состояния приборами. Характеристики практически не «расползлись» от времени. Введены все доработки, которые удалось найти на него в инете. Немного специально занизил ему чувствительность, т.к. в исходном варианте было столько накручено, что не хватало градаций АТТ, чтобы можно было спокойно прослушивать низкочастотные диапазоны.
Хотя и 0,38мкв – «завышенная» на мой взгляд чувствительность – на 40м и ниже минимальное чутьё не должно быть лучше 0,5мкв. По крайней мере, шума в моей деревне достаточно, что такие выводы приходят на ум – АТТ постоянно включен на –6-12Дб даже при чувствительности 0,38мкв. 2.UT2IV трансивер Виктор делал сам, немного помог ему с настройкой. Это 1:1 «Портативный ТRХ» с основной платой №3. На этой плате установлены два четырёхкристальных фильтра. Трансивер проверен в различных тестах и соревнованиях. Брали его на велопробег по Украине на пару с IC735 – показал сравнимые результаты и в некоторых случаях был более предпочтителен. 3.Остальные ТRХ собраны по описанной выше схемотехнике. Малая «вилка» цифр между блокировкой и «интермодом» на мой взгляд связана с малым разносом между частотами помехи и полезного сигнала – 7,012Мгц и 7,034Мгц. Когда уровни помехи приближаются к вольту – тут уже не только параметры приёмника, но и шумовые параметры самой помехи при небольшой отстройке от полезного сигнала влияют на цифры измерений! Но вся методика измерений сохранена та, что и предлагает Юрий UR4EF, чтобы получить сопоставимые с его таблицей измерения. Только этим могу объяснить тот факт, что цифра «интермода» ТRХ UT2IV превышает цифру блокировки – частота, на которой возникает интермодуляционная помеха, отстоит на 44Кгц от самой близкой помехи, а при измерении блокировки помеха отстоит на 22Кгц. Соответственно и шумы сигнала помехи при измерении интермодуляции в два раза дальше от принимаемой частоты и менее маскируют достоверность измерения. Варианты TRX: А – основная плата, схема Рис.№7, кварцевый фильтр шестикристальный из старого типа кварцев в Б1; В – основная плата, схема Рис.№8, без каскада на VT26, оба кварцевые фильтры четырёхкристальные из кварцев в корпусе Б1; С – основная плата, схема такая же как и в варианте В, только первый кварцевый фильтр шестикристальный, кварцы малогабаритные современные. В варианте «В» был «вытянут нюх» всеми возможными мерами – к чему это привело можно видеть по цифрам измерений.
|
Позывной аппарат |
Чувст витель ность мкв |
Блоки ровка Дб |
Интер модуляция Дб |
Полоса при разных уровнях в Кгц |
||||||
|
6Дб |
9бал |
9+20Дб |
9+40Дб |
9+60Дб |
9+80Дб |
|||||
|
UT2FW TS-870S |
безУВЧ с УВЧ |
0,38 0,12 |
110 |
103 93 |
2,7 |
3,08 |
3,5 |
6,82 |
21,17 |
37,2 |
|
UT2IV Портативный ТRХ основная №3 |
безУВЧ с УВЧ |
0,38 0,31 |
104 |
107 |
2,8 |
3,6 |
4,0 |
5,7 |
20,4 |
124,1 |
|
UT2FW Портативный ТRХ «А» основная №2 |
безУВЧ с УВЧ |
0,27 0,21 |
107 |
100 |
2,7 |
3,4 |
4,1 |
4,9 |
11,4 |
107,6 |
|
UT2FW Портативный ТRХ «В» основная №3 |
безУВЧ с УВЧ |
0,38 0,28 |
107 |
100 |
2,9 |
3,8 |
4,3 |
5,0 |
9,7 |
59 |
|
UT2FW Портативный ТRХ «С» основная №3 |
безУВЧ с УВЧ |
0,71 0,66 |
112 |
110 |
2,7 |
3,6 |
4,1 |
4,6 |
6,3 |
30,5 |
Выбор кварцевых фильтров
Основная плата №2 (схема Рис.№7) вид сверху, размер 160х160мм.
При выборе варианта применяемых кварцевых фильтров на основной плате следует руководствоваться правилом целесообразной достаточности: 1. Не пытаться сделать из одноплатной версии трансивера «шедевр» сопоставимый по параметрам с FT-1000; 2. Использовать минимально возможное количество кварцев при максимальном качестве самих кварцев, т.е. для кварцевых фильтров лучше искать максимально качественные кварцы пусть даже их и будет меньшее количество для выбора с идентичными характеристиками, нежели менее качественных. Для нашей задачи более важны параметры прямоугольности и минимального затухания в полосе пропускания фильтра, нежели плоская вершина фильтра (конечно, в пределах разумного!). Т.к. чаще всего в первую очередь при большем разбросе кварцев увеличивается неравномерность в полосе пропускания, которую можно выровнять за счёт перестановки кварцев в фильтре, а вот параметры прямоугольности и затухания никакими мерами уже не улучшить, если качество самих пластин невысокое; 3. Для высококачественного приёма CW станций нужно использовать отдельный телеграфный фильтр. Т.к. невозможно изготовить из одних и тех же кварцев качественный как SSB, так и CW фильтр по лестничной схеме. Да пусть простят меня за это другие авторы, которые рекомендуют изготавливать такие фильтры – лукавите уважаемые… Если есть насущная необходимость в качественном телеграфном фильтре – один есть только выход – купить два готовых фирменных фильтра, один для SSB, второй для CW. 4. Для любителей «компрессированных» SSB сигналов желателен последний перед смесителем фильтр из 6-ти кварцев. Если будет установлен 4-х кристальный – то ни в коем случае нельзя использовать глубокое ограничение сигнала. Здесь имеется в виду свой передатчик.
ФОС должен иметь затухание в полосе задерживания не менее 70-80Db при минимальном затухании в полосе пропускания. Максимальные цифры задерживания нам необходимы на низкочастотных диапазонах. Как правило, уровни там сейчас 59+20-40Дб, т.е.
при затухании фильтра в 80Дб и при принимаемом сигнале +40Дб можем предположить его «пролезание» на 2-3 балла по шкале S-метра. Такие уровни уже не смогут повлиять на работу каскадов следующих за XTAL ZQ.
Грубо можно оценить затухание за полосой пропускания фильтра примерно в 10-15Дб на кварц в зависимости от добротности кварца и частоты. С небольшим отличием в ту или другую сторону в зависимости от качества и размеров кварцев. Имею в виду кварцевые фильтры по лестничной схеме. Основной недостаток таких фильтров – это затянутый нижний скат АЧХ. Шестикристальный фильтр из качественных кварцев в Б1 советского производства для «военки» (не путать с генераторными!) имеет затухание за полосой пропускания не менее 70Db. К сожалению, про такие кварцы нужно забывать – старые запасы на исходе и «больше такого не будет»…. На сегодня самый доступный (но не наилучший!) вариант - покупаем маленькие кварцы на 8,867MHz на радиорынке и пытаемся из них что-нибудь ваять. Следует обратить пристальное внимание на тип и качество кварца. Их предлагается десятки типов и конструкций, но не из всех можно делать фильтры. Самые качественные позволяют изготавливать вполне «сносные» фильтры. По крайней мере – не хуже, чем из генераторных кварцев в Б1 старого образца. Восемь кристаллов дают не менее 80Дб затухания за полосой что, как отметил выше, вполне достаточно для трансивера предназначенного для «обычной» работы в эфире. Можно сделать один восьмикристальный фильтр и «успокоиться», но получим маленький фильтр (имею в виду из маленьких современных кварцев), у которого между входом и выходом 3,3см, затухание в полосе может достигать до 6Дб и неравномерность до 4-6Дб. Устанавливаем его в «основную плату» и в итоге получаем «пролезание» минуя фильтр в лучшем случае –60Дб. Как это и получилось в основной плате, которую меня попросили настроить, т.к. сам конструктор никак не мог получить от неё каких-либо сносных характеристик. Он рискнул пойти по пути, на первый взгляд дешёвому и наиболее оптимальному, с его точки зрения.
Плату он делал сам и «немного» ( по его мнению) изменил конфигурацию дорожек под те кварцевые фильтры, которые он приобрёл готовыми. Со стороны установки элементов на плате была вытравлена вся фольга. Вариант 4+4 или 6+4 кристаллов в фильтрах он посчитал за не заслуживающий внимания - применил «стандартный» радиолюбительский вариант - 8+4. Мне в течение недели не удалось довести до ума эту плату, а точнее ту степень кондиции, которую удалось получить - см. ниже, даю сравнительные характеристики со «стандартной» версией основной платы №3 (эта плата отличается от №5 отсутствием каскада на VT26). Измерения проведены на анализаторе СК4-59. Сигнал подавался на первый каскад VT1 основной платы и снимался с обмотки связи катушки в стоке VT2. Основная плата №3, с запаянными готовыми фильтрами 8+4XTAL ZQ показала затухание в полосе задерживания примерно 45Дб при неравномерности в полосе до 8Дб.
На графике №1 срисованные картинки АЧХ платы с фильтрами 4+4 и 6+4, на графике №2 АЧХ платы которую так и не удалось «вытянуть» с двумя фильтрами 8+4 кристаллов.
Т.к. фильтры можно дополнительно настраивать при установке их на плату (в нашем случае) то это позволяет «вытянуть» максимально достижимые параметры в отличие от использования уже готовых фильтров. Нужно очень тщательно продумать каким образом будет выполняться экранирование и устранение «пролезания» вход-выход при установке готовых фильтров в плату. Дабы не получить вариант, который мы видим на картинке «АЧХ платы 8+4 ZQ». Т.к. теряется весь смысл наращивания кварцев в фильтрах, если наблюдаем как полезный сигнал «обходит» установленную на его пути фильтрующую цепь. В случае неверно выполненных экранирующих коробочек для фильтров они становятся не экранами, а приёмо-передающими «антеннами»… L При запайке кварцев в печатную плату, специально выполненную для сборки кварцевого фильтра, возникает опасность (помимо пролезания вход-выход по дорожкам) ухудшения добротности кварцев (когда втыкаем ножки кварца в стеклотекстолит).
Качество стеклотекстолита для такой задачи нужно наивысшее. Если и делать фильтры в коробочках - то нужно корпуса кварцев обязательно заземлить на коробок, который лучше всего изготовить из тонкого лужёного металла, а весь монтаж внутри выполнять на ножках кварцев. Посмотрите - таким образом выполнены все высококачественные заводские фильтры. Можно рекомендовать вариант изготовления печатной платы и фильтра на ней только с сохранением фольги со стороны установки деталей под общую «массу». При установке кварцев аккуратно и быстро хорошо прогретым паяльником припаиванием корпус кварца на фольгу «массы» стараясь не перегреть его. Или создаём надёжный контакт между корпусом кварца и землёй посредством паяных проволочных перемычек. Можно сверху накрыть фильтр экранирующей коробкой из луженой жести с припайкой всех сторон на фольгу платы, хотя наличие или отсутствие экранирующей коробки ни на слух, ни по приборам не удавалось обнаружить разницы, т.е. достаточно экранировки за счёт металлических корпусов кварцев. Согласен - так не очень красиво, технологично, быстро и т.д. но только таким способом можно максимально избежать «пролезания». При изготовлении платы «8+4 ZQ» конструктор допустил ошибку в том, что не оставил фольгу со стороны установки элементов и применяя готовые кварцевые фильтры в металлических коробочках не принял специальных мер к экранировке вход-выход обеих фильтров. Соответственно, при этом потерялся весь смысл применения 8+4 кристаллов, т.к. в обход фильтрам получилось пролезание и от предполагаемых 120Дб затухания за полосой пропускания фильтров осталось немногим более 40Дб. Как рекомендация – предостерегаю самодельщиков от непродуманных «доработок» - если вы не хотите терять время на «эксперименты» то лучше «слепо» повторяйте уже отработанные и испытанные конструкции с минимальными своими «нововедениями». Чаще всего трансивер изготовленный по принципу «с мира по нитке» так и остаётся навсегда «хромающим бедным родственником»…
Ранее автор изготавливал в своих конструкциях, подражая общей «радистской тенденции», одиночные восьмикристальные фильтры.
Но после того, как стали заканчиваться высококачественные кварцы в корпусе Б1, с которыми намного удобнее работать - пошли в ход и запасы кварцев в маленьком корпусе - на них написано РК169. И вот тут и «вылезла» сложность получения минимальной неравномерности в полосе пропускания и «пролезания» минуя фильтр в восьмикристальных ZQ. Последовали соответствующие попытки «победить возникшие проблемы»…. Что в итоге и привело к варианту построения четырёх и шестикристальных фильтров. Ещё более утвердила это решение информация о фазовых характеристиках фильтров - чем более «длинный» фильтр (чем больше в нём звеньев) тем больше получаем фазовый «дребезг» фильтра. Так как каждое звено имеет индивидуальные фазовые характеристики, которые, скорее всего, не совпадут с характеристиками других звеньев - это и приводит к «звону». Такое явление мы можем отчетливо слышать своими ушами в узкополосных многозвенных фильтрах. Хотя в фильтрах для SSB этот «звон» практически невозможно услышать – но некоторые одарённые «слухачи» даже по сигналу в эфире могут определить - работает ЭМФ или узкий «длинный» кварцевый фильтр (по моему мнению - это конечно вопрос «философский» - читай - спорный). J При практической реализации намного легче обеспечить плоскую вершину АЧХ в шестикристальном и почти «автоматически» неравномерность менее 1Дб получается в четырёхкристальном фильтре. Затухание в полосе пропускания 6-ти кристального ZQ чаще всего не превышает 2-3Дб, а у 4-х кристального до 2Дб. Но так как затухания в полосе задерживания у таких фильтров недостаточно для КВ трансивера - пришлось разработать основные платы №3,№4 и т.д. Т.е. устанавливаем фильтры «паровозиком» с согласующими между ними активными каскадами. Реальные измерения сквозной АЧХ такого варианта построения показаны ниже. Это фотографии экранов измерителя частотных характеристик Х1-38 (шкала линейная) и анализатора спектра СК4-59 (шкала логарифмическая) используемого в режиме ИЧХ.
6-ти XTAL ZQ СК4-59 6-ти XTAL ZQ Х1-38
На картинках слева амплитудно-частотная характеристика тракта промежуточной частоты с установленными первым 6-ти кристальным и вторым 4-х кристальным фильтрами из современных малогабаритных кварцев.
Как видно на картинках значительного улучшения общей АЧХ при установке ещё одного 4-х кристального фильтра не особенно то и заметно. И разница видна в прямоугольности АЧХ только при измерении в логарифмическом режиме. Увеличения затухания за полосой пропускания практически незаметно, по крайней мере мы не видим резкого её прироста, хотя добавляется ещё около 40Дб второго фильтра. Только тщательные измерения в различных режимах СК4-59 позволяют заметить прирост затухания за полосой. Это видно на графике №1 на котором совмещены две АЧХ. Кривая АЧХ №2 6+4XTAL ZQ варианта немного уже кривой №1 (4+4ZQ) из-за небольшого несоответствия центральных частот фильтров - они сдвинуты друг относительно друга на 200Hz. Измерения проведены при замене первого 4-х кристального фильтра на 6-ти кристальный. Отличие АЧХ 6+4ZQ заметно в лучшую сторону в основном в более крутом нижнем скате и около 7Дб большее затухание в полосе задерживания. Верхние скаты фильтров практически совпадают (если их совместить). Коэффициенты прямоугольности Кп =1,96 варианта 4+4 и Кп =1,78 варианта 6+4 по уровням –10Дб и –60Дб, затухание за полосой пропускания примерно 75Дб у варианта 4+4 и более 80Дб у варианта 6+4. Следует отметить, что уровни более 70Дб сложно точно измерить прибором (шкала проградуирована в десятках Дб) не прибегая к дополнительной манипуляции ручками аттенюаторов и выходных-входных уровней анализатора спектра СК4-59.
При «растягивании» картинки АЧХ вверх - наблюдается перегрузка входных усилителей прибора - верхняя «планка» АЧХ становится плоской - наблюдается ограничение. Если же «растягивать» вниз - там просто уже нет калиброванной сетки на экране ЭЛТ. Что творится в полосе пропускания трактов ПЧ удобнее посмотреть при помощи X1-38, у этого прибора градуировка АТТ в единицах Дб и экран намного больше и нагляднее. Жаль только, что он обеспечивает только линейный режим работы. Неравномерность в полосе пропускания вариантов 4+4 и 6+4 фильтров, которые дополнительно подстроены в самой плате, не превышает 2Дб.
Неравномерность АЧХ в плате 8+4ZQ составила почти 10Дб. Это лишний раз подтверждает мои выводы о том, что если уж применяются самодельные кварцевые фильтры, то наиболее целесообразно их окончательно подстраивать непосредственно установленными в плату в которой они и будут задействованы.
Основная плата №5 (схема Рис.№8) вид сверху, размер 160х160мм.
Вывод.
Он напрашивается сам собой из этих «лабораторных работ». Любой самодельный кварцевый фильтр, не зависимо от количества кварцев в нём, «желает» дополнительной подстройки при установке в плату. Конечно, заманчиво купить за 10$ комплект фильтров, впаять их в плату, покрутить сердечники ближайших к фильтру катушек и всё - вперёд - микрофон «в зубы» - «всем, всем в Азии и Прибалтике»… Увы, придётся огорчить любителей «лёгкой жизни». Во-первых, чего же можно ожидать от кварцевого фильтра стоимостью в 10 баксов? Будучи на «радиовыставке» во Фридрихсафене (Германия) специально занимался поиском комплектующих для TRX по приемлемым для нашего «менталитета» ценам – удалось найти (из сотен предложений) за 30 марок фильтры на 9MHz от какой-то английской фирмы, но качество тех изделий L – не хочется и говорить… Для сопоставления цен – чашечка кофе в кафе на автобане 5 марок. Самые дешёвые кварцевые фильтры, которые уже похожи по своим характеристикам действительно на то, что нам нужно, стоили не менее 60-ти марок. Ну, не будем пока здесь о грустном…
Нужно помнить, что кварцевые фильтры, собранные по лестничной схеме, очень критичны к параметрам тех каскадов, между которыми будет включен фильтр. Любое (даже на первый взгляд) незначительное отклонение от номинальных R или С нагрузочных, которые были получены на стенде при изготовлении фильтра, вызывают изменения в АЧХ и, скорее всего не в «нужную» нам сторону. Да ещё приплюсуйте сюда «реактивности» каскадов - в итоге получаем - «как всегда»… Яркий тому пример - слышим на низкочастотных диапазонах в вечернее время…..
Сквозная АЧХ ТRХ RA3AO, измеренная Георгием UT5ULB
В платах с двумя фильтрами можно рекомендовать применение 4+4 ZQ из качественных кварцев и для улучшения «общей прямоугольности» возможен вариант 6+4. Он уступает варианту 4+4 в бОльшем (на 1-2Дб) затухании в полосе пропускания. Но заметно лучше как по крутизне скатов АЧХ, так и в большем затухании в полосе задерживания (на 6-8Дб). Это достаточно хорошо видно на графике №1. Если предполагается работа на TRX в основном на высокочастотных диапазонах - более 8-ми кварцев использовать нет смысла - в этом варианте мы получаем почти плоскую вершину АЧХ (неравномерность даже при «ленивой» настройке фильтров не превышает 2Дб) и минимальные потери полезного сигнала. Если же нам не нужен максимальный «нюх» трансивера, а предполагаем «бороться за место под солнцем» на низкочастотных диапазонах - тогда предпочтительнее вариант 6+4. Кстати, лишний раз убедился в верности применения «паровозиков» каскадов с фильтрами из меньших количеств пластин, чем восемь, при общении с Анатолием UA1OJ - одним из авторов программы по расчёту кварцевых фильтров. Вот его выводы – «Затухание в полосе прозрачности фильтра из 8-ми кристаллов в 2-3Db мне ни разу не встречалось. Чаще бывало 6,5-8Db. Даже демка (демонстрационная версия программы расчёта кварцевых фильтров, уточнение UT2FW) в этом помогает убедиться. А её результаты близки моим практическим измерениям». Такие цифры затухания чаще всего получаются в 8-ми резонаторном фильтре из случайно выбранных, а точнее вообще не выбранных, а куплено то, что было предложено на радиорынке. Теперь представьте себе, если в погоне за пресловутой избирательностью по соседнему каналу установим «стандартный набор» (один 8-ми, а второй 4-х) из таких кварцев. На мой взгляд, совсем не в количестве кварцев в фильтрах нужно искать проблему «совместимости» соседних станций, а в качестве работы выходных каскадов передатчиков! Что толку с того, что будет установлен даже высококачественный фирменный мультибаксовый фильтр в трансивере – если включится сосед на двух «рогатых», которые раскачиваются двумя ГК-71? Дело даже не в выходной мощности, а в неграмотности настройщика такого монстра – когда все ручки вправо до упора….
Можно использовать и две ГУ-84Б и не мешать ни ближним, ни дальним соседям. А можно из выходного каскада на ГУ-29 - в «лёгком режиме» при 300V на аноде - выжать пол ампера току - работающие на низкочастотных диапазонах меня прекрасно поймут - когда включение соседа на одном UW3DI принуждает всех разбегаться в разные стороны (читай – переходить на другие диапазоны или вообще выключать радиостанцию)… L
Для конструирующей публики будет небезынтересно узнать – а что же применяется в современных буржуинских ТРХ? Почти в течение года автор использовал FT-817 в качестве контрольного приёмника. Понятно, что как паяющему аматеру, мне было интересно исследовать его характеристики. Если коротко – АЧХ приемного тракта с фильтром от фирмы muRata CFJ455K примерно соответствует АЧХ основной платы №2 с установленным 6-ти кристальным ZQ. Немного выше прямоугольность у фирменного фильтра со стороны нижнего ската – это заметно и при прослушивании эфира. Но попробуйте поинтересоваться стоимостью такого фильтра – и только потом делать выводы, что лучше, а что хуже….
Некоторые пользователи отмечали «неподавленную» нерабочую боковую полосу в варианте 4+4, особенно накрутив максимально ограничение сигнала. В этом нет ничего удивительного с применением таких фильтров. Нижний скат у лестничных фильтров затянут и часть нерабочей боковой полосы «пролезает». Вопрос только в подавлении её в зависимости от отстройки по частоте. На рис.№1 вертикальной чертой показано примерное расположение частоты опорного генератора на нижнем скате фильтра – Fop (как правило, 300-400Гц ниже точки на нижнем скате по уровню –6Дб). Нужно иметь настолько крутой нижний скат АЧХ, чтобы он обеспечивал подавление хотя бы на 50Db на частоте опорного генератора (это как раз те мультибаксовые фильтры о которых написано выше) - если вы поставили себе задачу одним махом подавить «все мыслимые и немыслимые боковые». В варианте 4-х резонаторного фильтра подавление в районе частоты опорника составляет 18-20Db, а в 6-ти резонаторном 22-30Db.
Поэтому, если мы накрутим максимальное ограничение сигнала и пропустим его через 4 кварца, да ещё такой сигнал усилим лампой ГУ81М (в «лёгком» режиме - при 1200В на аноде и до ампера току L) - соседи будут в «восторге»… Об этом уже предупреждал в описании выше. Речь должна идти не «просто» о подавлении «нерабочей боковой», а о подавлении её в зависимости от расстройки относительно частоты опорного генератора. Понятно, что подавление будет разное при отстройке вниз от частоты опорника, например, на 500Гц или на 3Кгц. Примерно середина виртуальной полосы пропускания (представьте себе зеркальную АЧХ фильтра слева от частоты опорника) «неподавленой» боковой будет ниже частоты опорного генератора на 2Кгц – это в теоретически рассчитанном 6-ти кристальном фильтре частота 8860,5Мгц – затухание на ней составляет –70Дб, что вполне достаточно для такого класса трансиверов. Конечно, в реалии получается чаще всего хуже, что связано как с качеством изготовления самих фильтров, так и с качеством изготовления и настройки платы. Ниже даю теоретически рассчитанные «картинки» одного шестикристального ZQ и совмещённые АЧХ на одном графике трёх-четырёх-шести-кристальных фильтров.
Теоретический расчёт 6-ти кристального фильтра.
Выполнен программой расчёта кварцевых фильтров, демонстрационную версию которой мне во время подготовки этой статьи любезно предоставил Анатолий UA1OJ. Хотя лично мне ближе по духу практическое изготовление и проверка АЧХ на приборах реальной конструкции фильтра, нежели «теоретизирование» при помощи кнопок компьютера…..
