Основные положения

Прежде всего нужно отметить принципиальное различие между приемниками с рабочими частотами до 50 МГц, с одной стороны, и более высокочастотными приемниками-с другой. Согласно рис. 1.1 первые испытывают воздействие довольно мощных входных сигналов и поэтому должны обладать высокой помехоустойчивостью, в то время как их чувствительность играет незначительную роль.

С увеличением частоты мощность поступающих на вход приемника полезных сигналов и уровень внешних (индустриальных и атмосферных) шумов уменьшаются, так что на частотах свыше 50 МГц можно использовать приемники с худшей динамической характеристикой и постепенно возрастающей (в соответствии с рис. 1.2) чувствительностью.

Точка компрессии КР, т.е. абсолютная граница практически линейной динамической характеристики приемника, при каждом значении частоты должна находиться по меньшей мере на 10 дБ выше соответствующей точки верхней кривой на рис. 1.1, представляющей значения средней мощности в широкой полосе частот; можно также принять, что связанная с интермодуляционными составляющими третьего порядка очень важная “точка пересечения” IP1/3 расположена на 10... 20 дБ выше КР. Наряду с этим рекомендуется субоктавная ВЧ-селекция; другими словами, следует по возможности применять полосовые фильтры с отношением граничных частот не более 2:1.

При этих допущениях обеспечивается достаточно надежное подавление пиковых всплесков мощности (прежде всего на частотах < 15 МГц), часто возникающих в вечернее время. Рис. 1.3 помогает понять критерии помехоустойчивости приемников.

Коэффициент шума приемника FRX в общем случае нужно ориентировать на значения относительной мощности внешних шумов FЕХ для условий С (рис. 1.2). При FRX = FЕХ уровень шума RF на выходе приемника эффективно становится на 3 дБ выше, чем в отсутствие внешних шумов. Таким образом, значение FRX, выбранное из условия FRX = FЕХ-3 дБ, достаточно мало; следует, однако, обратить внимание на дополнительный вклад в FRX, возникающий в результате затухания в антенном фидере.
Вообще говоря, поскольку ко всем принимаемым вблизи земной поверхности сигналам обычно добавляются тепловые шумы Земли, соответствующие температуре ТЕХ » 290 К (FЕХ к 3 дБ), требовать, чтобы значения FRX были меньше 3 дБ вряд ли целесообразно Исключением является космическая связь в относительно “малошумящей” области спектра на частотах > 200 МГц при оптимальной диаграмме направленности антенны в этом случае коэффициент шума приемника FRX в принципе должен соответствовав уровню галактических шумов G (рис. 1.2), а на практике нужно добиваться того, чтобы он был как можно меньшим. Здесь мы можем ожидать ТЕХ » 50 К (FЕХ » 0,7 дБ). На рис. 1.4 указана взаимосвязь параметров F и Т и приведена соответствующая кривая для малых значений этих величин.

Интервал, отделяющий точку IР3 от уровня мощности собственных шумов приемника RFRX должен быть как можно большим, так как он прямо или косвенно определяет два очень важных параметра, характеризующих качество приемника динамический диапазон по блокированию DB1 и динамический диапазон по интермодуляции DB3. Как видно из рис. 1.5, DB1 этo диапазон линейности динамической характеристики приемника, a DB3-диапазон “безинтермодуляционной” обработки энергетически-симметричного двухтонового (измерительного) сигнала; нижней границей обоих динамических диапазонов является RFRX. 

Динамический диапазон по интермодуляции более важен, поскольку он определяется тем уровнем мощности Ps3 неизбежно возникающих в приемнике собственных интермодуляционных помех третьего порядка, который совпадает с RFRX; при Ps3 = RFRX уровень помех (шумовых и интермодуляционных) возрастает на отдельных частотах на 3 дБ, приводя в результате к ухудшению на эти 3 дБ пороговой чувствительности приемника. Именно с пороговой чувствительностью связываются доводы в пользу выбора “соразмерного”, т.е. не слишком малого по сравнению с FЕХ значения FRX. Реализацию соразмерности этих величин следует всегда осуществлять с помощью ВЧ-аттенюатора, располагаемого сразу же за разъемом подключения антенны; он сдвигает оба динамических диапазона вверх на величину своего затухания, не изменяя их ширины, и, следовательно, в равной мере улучшает значения КР и IP.


Эти взаимосвязи требуют тщательного специального анализа.
Относительно широкие динамические диапазоны достигаются в простых супергетеродинных приемниках. Каждое дополнительное преобразование частоты сигнала приводит к уменьшению КР и IP и одновременно к неизбежному сужению динамических диапазонов. Эта сторона вопроса также должна быть обстоятельно проанализирована.
Многократное преобразование частоты необходимо в трех случаях (которые могут возникать по отдельности или в комбинации друг с другом): во-первых, когда только таким способом можно обеспечить достаточную селективность (> 70 дБ) по зеркальному каналу и по каналу промежуточной частоты (ПЧ); во-вторых, когда оптимальное значение ПЧ (как и частота основного сигнала) попадает в полосу приема; и наконец, когда слишком высокое значение ПЧ не позволяет реализовать требуемую ширину полосы пропускания (по этой ПЧ). Экономически оправдана реализация относительной ширины полосы пропускания порядка 25... 3500 Гц/МГц, что, например, соответствует ширине полосы около 200... 35000 Гц на частоте 9 МГц; такие параметры могут обеспечить как кварцевые, так и монолитные фильтры.
С учетом изложенного можно сделать вывод, что приемники с рабочими частотами до 1 ГГц всегда (без исключений!) должны быть приемниками максимум с двойным преобразованием частоты (с минимальной шириной полосы пропускания по ПЧ около 1 кГц при каждом преобразовании). Заметим также, что обработка (детектором перемножительного типа) сигналов с частично или полностью подавленной несущей вносит в рассмотрение еще один смеситель.


При разработке схемы приемника усиление между разъемом подключения антенны и определяющими односигнальную избирательность приемника фильтрами основной селекции (селекции по соседнему каналу), т.е. усиление широкополосного тракта, следует устанавливать минимально возможным при требуемом значении коэффициента шума.
Итак, необходимо:    
а) максимально ограничивать усиление по ВЧ; б) всегда использовать пассивный смеситель (т.


е. смеситель с коэффициентом усиления < 1) для разгрузки следующих за ним каскадов; в) применять малошумящий помехоустойчивый предусилитель ПЧ с диплексером на входе, отфильтровывающем одну из двух (fZ = fu + fh) ПЧ-компонент; г) устанавливать фильтр основной селекции за этим предусилителем. Каждая лишняя “добавка” к усилению тракта неизбежно сказывается на помехоустойчивости приемника, т. е. на всех параметрах КР и IP и, следовательно, на обоих динамических диапазонах. Отсюда, кроме всего прочего, следует, что значение параметра IPi3 для каждого каскада приемника должно примерно на 3 дБ превышать значение параметра 1Р03 для предыдущего каскада, поскольку только таким образом можно исключить взаимное влияние каскадов и возникающие вследствие этого всевозможные искажения сигналов. То же касается величин КРi и КР0, но здесь достаточно обеспечить перекрытие порядка 1 дБ. “Точкой отсчета” для такого способа сопряжения каскадов является входной узел наиболее слабого звена функциональной цепи-фильтра основной селекции; допустимые значения внутриполосной мощности (ПЧ) для этого фильтра, как правило, не превышают +10 дБм (“10 мВт), в то же время ясно, что внеполосная мощность может быть значительно выше. Кварцевые или монолитные фильтры за счет своей частотной избирательности эффективно увеличивают IPi3 до + (30... 50) дБм.
В заключение следует отметить, что широкополосный тракт для обеспечения качественной обработки сигнала всюду (вплоть до фильтров основной селекции) должен обладать высокой линейностью. Следовательно, все необходимые ограничители и любые другие нелинейные элементы нужно располагать за фильтрами ПЧ. Высокой линейностью должен также обладать блок гетеродина со смесителем.
u="u042.89.spylog.com";d=document;nv=navigator;na=nv.appName;t="";p=1; sz=" width=88 height=63 "; hl=history.length;d.cookie="b=b";c=0; bv=Math.round(parseFloat(nv.appVersion)*100); if (d.cookie) c=1;n=(na.substring(0,2)=="Mi")?0:1; if((n==0)||(bv >= 300)){rn=Math.random();t=(new Date()).getTimezoneOffset();} else {rn=0;} z="p="+p+"&rn="+rn+"&t="+t+"&c="+c+"&hl="+hl; if (self != top) { fr=1;} else { fr=0;} r=escape(d.referrer);r1=""; sl="1.0";h=0; if (h==0){ y=""; y+=""; y+=" >

Широкополосный тракт на 10 кГц ... 30 МГц с ПЧ = 50 МГц

Знакомство с типичной схемотехникой радиоприемников логичнее всего начать с рассмотрения не слишком сложной, т.е. хорошо обозримой в целом системы. В качестве такой системы возьмем широкополосный тракт простого супергетеродинного профессионального переносного приемника для SSB- и телеграфной связи (J3E и J2B соответственно), который, правда, слишком сильно “выделяется” среди других аналогичных систем своим почти двенадцатиоктавным диапазоном перестройки по частоте. Это как раз тот случай, когда, учитывая возможность широкой рабочей перестройки тракта и крайнее непостоянство его текущего состояния, нужно найти “золотую середину” между помехоустойчивостью и чувствительностью приемника. Реализация требуемых значений этих параметров, взятых по отдельности, как правило, не вызывает проблем, однако их совместная реализация на должном уровне всегда требует гораздо большей изобретательности.

2.1. Схема с согласованным импедансом (50 Ом)

Прежде всего рассмотрим блок-схему на рис. 2.1. 

Блоки верхнего ряда соответствуют функциональным элементам приемного тракта, состоящего из отключаемого ВЧ-аттенюатора, фильтров сосредоточенной ВЧ-селекции, пассивного высокоуровневого смесителя, двухкаскадного малошумящего высокоуровневого предусилителя ПЧ, фильтров сосредоточенной ПЧ-селекции (основной селекции) и еще одного малошумящего высокоуровневого предусилителя ПЧ. В нижнем ряду - функциональные элементы выходного тракта гетеродина: фильтр нижних частот, предварительный (буферный) усилитель и усилитель мощности сигнала гетеродина. Согласование функциональных элементов блок-схемы друг с другом осуществляется на одинаковом для всех элементов входном и выходном импедансе -50 Ом; это так называемая “50-омная схемотехника”, которая благодаря оптимальной возможности непосредственного помодульного измерения параметров и в связи с некоторыми другими очень интересными преимуществами имеет большое практическое значение.

С помощью приведенной блок-схемы можно сформулировать определение широкополосного тракта приемника: широкополосный тракт включает в себя часть приемного тракта, ответственную за помехоустойчивость и чувствительность приемника, т.
е. все функциональные элементы от разъема подключения антенны и (по меньшей мере) до фильтров основной (по ПЧ) селекции, а также блок смесителя с гетеродином (здесь имеются в виду простые системы без синтезатора частот).
На рис. 2.2 представлена принципиальная электрическая схема части приемного тракта от разъема подключения антенны до выхода смесителя, включая также функциональные элементы гетеродина, указанные выше на блок-схеме. 

Резистор, включенный параллельно входным зажимам, предотвращает накопление статического заряда на гальванически изолированной от земли антенне. Следующий за ним конденсатор (на 1 кВ) обеспечивает защиту приемника при высокой статической ЭДС подключаемой к нему антенны. Отключаемый (вручную) аттенюатор позволяет уменьшить уровень слишком мощных сигналов на 20 дБ. Блок фильтров (который пока рассматривается просто как “черный ящик” и более подробно обсуждается в следующем абзаце), во-первых, осуществляет селекцию принимаемых сигналов и поддерживает в допустимых пределах ВЧ-мощность, нагружающую последующие каскады, а во-вторых, ослабляет сигналы по зеркальным каналам приема и по ПЧ. Дополнительному ослаблению сигналов по ПЧ способствует также эллиптический фильтр нижних частот, расположенный сразу же за блоком фильтров; одна из двух частот, на которых пропускание этого эллиптического фильтра обращается в нуль, выбрана равной 50 МГц (т.е. совпадает с ПЧ). RC-звено, установленное на входе смесителя, выполняет функцию фильтра верхних частот -диплексера, реализующего оптимальные условия согласования импедансов в полосе подавления фильтра нижних частот. В качестве смесителя используется высокоуровневый широкополосный кольцевой смеситель на диодах Шотки; для этого смесителя IPi3 = + (25... 26) дБм при мощности подводимого к нему сигнала гетеродина + 17 дБм. Сигнал гетеродина, поступающий в широкополосный тракт с уровнем — 19 дБм, проходит через эллиптический фильтр нижних частот, усиливается до необходимой мощности каскадом, состоящим из широкополосного усилителя на ИМС и усилителя мощности, охваченного ООС, и поступает на смеситель.


По существу предусилители 1 и 2 отличаются друг от друга только максимально возможной величиной неискаженного выходного сигнала, которая в свою очередь определяется величиной коллекторного тока транзистора. Для рассматриваемого каскада IPi3 ? + 24 дБм. Эта величина по меньшей мере на 3 дБ превышает значение параметра 1Р03 для смесителя; следовательно, данный каскад практически не оказывает влияния на значение 1Р03 смесителя. Для второго предусилителя IP03 ? 41,5 дБм. Встроенный между предусилителями инвертор импедансов (эквивалент четвертьволновой линии для сигнала ПЧ) способствует определенному выравниванию коэффициента усиления по мощности каскада; существенное различие этого параметра для внутри- и вне-полосных компонент сигнала обусловлено очень сильным различием внутри- и внеполосных значений импеданса фильтра основной селекции. В этой связи следует заметить, что введение в усилитель ООС, необходимой для обеспечения высокой помехоустойчивости, неизбежно ухудшает развязку его входа и выхода, которая, как правило, не превышает 2 дБ; в результате сильная частотная зависимость входного импеданса фильтра основной селекции более или менее отчетливо сказывается даже на работе смесителя, очень чувствительного к характеру своей нагрузки. Три восьми-резонаторных кварцевых фильтра основной селекции переключаются с помощью язычковых реле. За этими полосовыми фильтрами, определяющими односигнальную избирательность приемника, следует еще один малошумящий предусилитель ПЧ с цепью ООС. Ввиду спектральной определенности сигнала раскачки помехоустойчивость этого предусилителя может быть невелика (на уровне предусилителя 1), если учесть, что уже при мощности полезного сигнала на зажимах антенны свыше — 85 дБм (12,6 мкВ/50 Ом) автоматически подключается разгрузочный аттенюатор с затуханием 30 дБ, установленный в блоке ВЧ-фильтров.
2.2. Технические характеристики и комментарии
Рассмотренный приемный тракт при отключенных аттенюаторах, т. е. при максимально возможной чувствительности, обеспечивает коэффициент усиления по мощности сигнала 7 дБ.


Объективно это довольно малая величина, однако она вполне достаточна для того, чтобы можно было пренебречь шумами следующего каскада-усилителя (на ИС) системы АРУ с полевыми транзисторами на входе.
В табл. 2.1 приведены основные технические характеристики типичного приемника с рассмотренным широкополосным трактом. 

Значения параметров IP3 ? + 25 дБм и RF » - 130 дБм ( » 0,07 мкВ/50 Ом), а также (как следствие) DB3 > 100 дБ достигаются практически в стандартных условиях производства; в то же время улучшение этих параметров возможно лишь с использованием очень дорогостоящих технических методов. При этом все, что можно сделать, самым оптимальным образом реализуя возможности данного широкополосного тракта, так это снизить F на 2 дБ и повысить 1Р3 приблизительно на 10 дБ. Однако, учитывая наличие в спектре рабочих частот приемника довольно сильных внешних шумов, необходимость уменьшения коэффициента шума кажется по меньшей мере весьма сомнительной; а с другой стороны, во многих конкретных эксплуатационных ситуациях оба параметра IP и параметр КР можно улучшить, надлежащим образом уменьшая слишком высокую чувствительность приемника с помощью подключаемых вручную аттенюаторов, устанавливаемых на входе широкополосного тракта.
Все это говорит о том, что стремление к абсолютной оптимизации всегда влечет за собой необходимость использования большого числа нестандартных и, следовательно, экономически “трудно перевариваемых” технологических методов. В этом отношении рассматриваемая схема представляет собой пример отличного “компромисса” между уровнем технических характеристик и стоимостью.
u="u042.89.spylog.com";d=document;nv=navigator;na=nv.appName;t="";p=1; sz=" width=88 height=63 "; hl=history.length;d.cookie="b=b";c=0; bv=Math.round(parseFloat(nv.appVersion)*100); if (d.cookie) c=1;n=(na.substring(0,2)=="Mi")?0:1; if((n==0)||(bv >= 300)){rn=Math.random();t=(new Date()).getTimezoneOffset();} else {rn=0;} z="p="+p+"&rn="+rn+"&t="+t+"&c="+c+"&hl="+hl; if (self != top) { fr=1;} else { fr=0;} r=escape(d.referrer);r1=""; sl="1.0";h=0; if (h==0){ y=""; y+=""; y+=" >

Модульная 50-омная схемотехника

При обсуждении схемы широкополосного тракта в разд. 2.1 уже отмечалось, что 50-омная схемотехника - это схемотехника с использованием автономных и дискретных функциональных элементов (часто изготавливаемых в виде отдельных модулей), входной и выходной импедансы которых характеризуются унифицированным значением-50 Ом. Настроенные на строго определенные значения своих функциональных характеристик и подготовленные к работе они могут соединяться друг с другом самым различным образом без каких-либо промежуточных интерфейсных устройств и, таким образом, легко включаются в самые сложные радиотехнические системы. В то же время узлы межмодульной связи, осуществляемой с помощью проводов, коаксиальных кабелей или печатных проводников, являются измерительными и контрольными точками с нормированным импедансом. Это, конечно, немаловажно для начинающих технических специалистов.

Рассчитывая на читателя, пока еще не обладающего достаточным опытом в связной радиотехнике, кратко обсудим некоторые функциональные элементы с 50-омным входным и выходным импедансом, наиболее часто встречающиеся в радиоприемных устройствах. Ниже рассматриваются высокоуровневые широкополосные смесители на диодах Шотки, широкополосные мощные усилители с ООС, а также ВЧ-селекторы с оптимальными характеристиками. Вместе со схемами перечисленных устройств приводятся типичные (для ВЧ-техники) вспомогательные расчетные соотношения, позволяющие использовать эти схемы в качестве основы для практического конструирования радиоприемников; сведения о рекомендуемых к применению схемных элементах можно найти в гл. 14.

3.1. Широкополосные диодные кольцевые смесители

Высоким качественным требованиям вполне удовлетворяют лишь смесители, выполненные по двойной балансной схеме. Предпочтение отдается мощным кольцевым смесителям на сверхбыстродействующих и исключительно малошумящих диодах Шотки.

Качественный уровень смесителя обычно задается величиной IPi3, наряду с этим указывается мощность сигнала гетеродина Рц (величины IPi3 и Рц взаимосвязаны).
Принята следующая классификация:
Очень низкий уровень IPi3 ? + 7 дБм Pu 0 дБм Низкий уровень +13дБм +7 дБм Средний уровень +20 дБм +13 дБм Высокий уровень +25дБм +17дБм Очень высокий уровень ? +30 дБм ? +20 дБм Смесители двух первых классов не представляют интереса для использования в широкополосных трактах, поскольку они не обеспечивают требуемой помехоустойчивости. Иногда встречающееся обозначение “Стандартный уровень” в общем относится к низкоуровневым смесителям.
Другими важными параметрами смесителя являются вносимое затухание Ai; коэффициент шума FM и развязка между входами Ах. Величина Аi, обычно составляет 5,5.. .6,5 дБ, причем в соответствии с фундаментальным соотношением для процесса преобразования частоты fz = fu + fh, в которое входят две ПЧ-компоненты, 3 дБ из этой величины приходится на нежелательную и поэтому отфильтровываемую iz-kom-поненту (SSB-сигнал). Как правило, FM » 0,5 дБ, и в силу малости этой величиной чаще всего пренебрегают (или же включают ее в aj). Что касается параметра Ах, то для развязки между входом информационного сигнала и выходом смесителя можно принять ai ? 25 дБ, а для развязки гетеродинного входа с выходом и информационным входом –Ai ? 45 дБ. На частотах свыше 150 МГц с увеличением частоты происходит постепенное нарастание потерь.
Смеситель среднего уровня обычно состоит из двух стандартных симметрирующих гибридных трансформаторов с коэффициентом преобразования импедансов 1:2:2, четырех диодов (по одному на каждый квадрант кольца), а также симметрирующего конденсатора Сn, используемого для оптимизации параметра Ах (и поэтому подключаемого только при необходимости); все это хорошо видно из рис. 3.1. 

При p u= + 13 дБм параметры IPi3 и KPi достигают значений + (20.. .22) дБм и + (7.. .9) дБм соответственно. Смесители этого класса можно использовать в приемных трактах с относительно низкоэффективными антеннами (при этом необходима субоктавная преселекция), а также в качестве процессорных смесителей в блоках настройки.


Структура высокоуровневого смесителя очень близка к структуре смесителя среднего уровня; единственное отличие состоит в том, что вместо одного диода в каждый квадрант кольца включаются по два последовательно соединенных диода (рис. 3.2). При Р u = + 17 дБм можно получить IPi3 = + (25.. .27) дБм и КРi = + (13.. .15) дБм. Такие смесители обычно используются в приемных трактах с высокоэффективными антеннами и субоктавными преселекторами.

В типичном смесителе очень высокого уровня в отличие от среднеуровневого смесителя к каждому из четырех диодов последовательно подключено RC-звено, как показано на рис. 3.3. 

Реактивное сопротивление каждого конденсатора Сг не должно превышать 50 Ом на самой низкой преобразуемой частоте fu+ fz. При рu= +20 дБм достигаются значения IPi3 = + (30.. .33) дБм и КРi = + (15.. .18) дБм. Эти смесители можно использовать с высокоэффективными антеннами при относительно широкополосной преселекции принимаемых сигналов.
Что касается выбора трансформатора, то здесь мы ориентируемся на схему, приведенную на рис. 3.4. 

Данную конфигурацию можно применять в смесителях, относящихся к любому из трех рассмотренных классов. Частотная характеристика трансформатора в точке С (fх-порт) начинается с 0 Гц (!), сюда подается (или снимается) самая низкочастотная из всех фигурирующих в процессе преобразования компонент fe или fz; для двух других портов ширина рабочей полосы частот составляет около пяти октав. Верхняя граничная частота для всех трех портов приблизительно одна и та же.
Особое внимание нужно обратить на следующее.
1. Сигнал ПЧ должен сниматься с того же трансформатора, на который подается принимаемый сигнал, сигнал гетеродина подается на другой трансформатор; иное включение ни в коем случае не допустимо (критерий-значение параметра Ах).
2. Следует обеспечить по возможности наиболее полное электрическое согласование (фазовый и амплитудный баланс) используемых диодов и трансформаторов; для этого необходим подбор экземпляров с одинаковыми параметрами.


Выбираемые диоды должны обеспечивать стабильный прямой ток величиной около 10 мА при эквивалентных, т.е. отличающихся друг от друга не более чем на 5% значениях прямого напряжения, приложенного к каждому квадранту; в случае смесителей очень высокого уровня все это должно выполняться с учетом последовательно подключаемых сопротивлений Rr. Следует также обеспечить идентичность конструктивного выполнения обмоток трансформаторов.
3. Трансформаторы и элементы квадрантов нужно располагать на монтажной плате строго симметрично и соединять их одинаковыми проводниками минимальной длины. Эффективную симметрию смесителя (чем она выше, тем больше величина Ах) можно улучшить не только с помощью конденсатора Сn; в некоторых случаях можно получить положительный эффект, меняя местами работающие в противофазе обмотки одного из двух трансформаторов (любого); обратите внимание на полярность подключения обмоток!.
4. В отношении согласования импедансов главное внимание нужно уделить fх-порту; в силу своих частотных характеристик fh- и fх-цепи взаимозаменяемы.
5. К порту, с которого снимается сигнал ПЧ, следует подключать полосовой фильтр-диплексер (например, такой, как на рис. 3.5). Он используется в качестве нагрузки с однородным в широкой полосе частот импедансом и уменьшает на 3 дБ мощность сигнала, поступающую на следующий за ним каскад, за счет отфильтровывания ненужной fz компоненты (SSB).
6. Сигнал гетеродина следует подавать в смеситель после предварительного усиления в широкополосном линейном усилителе мощности; элементы селекции сигнала в этом буферном устройстве, естественно, отсутствуют. Значение параметра Ах для fu-фильтра должно быть не менее 10 дБ.

3.2. Широкополосные усилители с ООС
При реализации этих устройств предпочтение отдается схемам на основе мощных малошумящих биполярных СВЧ-транзисторов относительно небольшой стоимости. Высокое значение граничной частоты усиления по току fT » 4.. .4 ГГц у таких транзисторов позволяет создавать на них устройства с верхней рабочей частотой > 1 ГГц и шириной рабочего диапазона частот до десяти октав.


Структура вводимой ООС зависит от назначения усилителя. В тех случаях, когда нужно обеспечить высокую пороговую чувствительность и оптимальную помехоустойчивость, в качестве элементов обратной связи используются не создающие шумов реактивные сопротивления (Х-структура). Если же единственным требованием является достижение максимальной неискаженной выходной мощности, можно применить более простые схемы с активными сопротивлениями в петле обратной связи (R-структура). Такие усилители при относительно небольших значениях тока коллектора 1С ? 60 мА позволяют получить IPi3 = + 40 дБм и + 20 дБм для Х- и R-структур соответственно, причем значения KPi в обоих случаях практически одинаковы и не превышают +10 дБм. Коэффициент усиления мощности GP может достигать 9 дБ и 20 дБ соответственно. Минимальное значение коэффициента шума F для оптимальных по этому параметру схем с ООС Х-типа составляет около 1,8 дБ, для схем с ООС R-типа F > 3 дБ; эти значения в принципе можно обеспечить в диапазоне частот до 150 МГц.
Помимо рассеиваемой мощности и уровня интермодуляционных искажений двумя другими важными параметрами, определяющими выбор транзисторов для рассматриваемых усилителей, являются граничная частота fT и динамический коэффициент усиления тока базы b 0 (на частоте 1 кГц). Верхнюю рабочую частоту усилителя fмakс (на уровне-1 дБ от GP) можно оценить с помощью соотношения fмакс » 10(fT/p0). Расчеты с IС = 10.. .60 мА, учитывающие названные факторы, показывают, что можно использовать такие транзисторы, как, например, BFT 66, BFT 97 и MRF 904 при IС < 20 мА, а также BFR 96(S), MRF 961 и MRF 965 при Ic ? 60 мА. Перечисленные транзисторы в своих классах мощности считаются к тому же самыми малошумящими.
Сначала рассмотрим усилитель с ООС Х-типа, его принципиальная электрическая схема представлена на рис. 3.6. 

Подобные структуры используют, в частности, в качестве каскадов предварительного усиления ВЧ и ПЧ в широкополосных трактах приемников с высокой чувствительностью и высокой перегрузочной способностью.


Реализуемые технические характеристики усилителя, а также относительное число витков обмотки W3 трансформатора иллюстрируются графиками на рис. 3.7. 

В принципе эти характеристики можно улучшить, однако это достигается только при использовании дополнительных согласующих элементов. Расчет и изготовление стандартного трансформатора можно производить на основе рис. 3.8; ширина рабочего диапазона частот такого трансформатора - около пяти октав.

В отношении усилителя с рассматриваемым типом ООС особое внимание нужно обратить на следующее.
1. Отличие величин сопротивлений источника сигнала и нагрузки (R1 и R2 соответственно) от номинального значения 50 Ом не должно превышать 30%, в противном случае могут возникнуть паразитные колебания, связанные, в частности, с нежелательными реактивными составляющими. В этом отношении стабилизирующее действие оказывает ферритовая бусинка (FP; см. рис. 3.6), надеваемая на коллекторный вывод транзистора. Конкретный характер работы усилителя в том или ином применении зависит, разумеется, от его конструкции и в определенной степени от подключаемых к нему внешних цепей.
2. Величины параметров IP весьма чувствительны к характеру распределения витков обмоток трансформатора по периметру сердечника. В худшем случае возможно уменьшение IР3 на 3 дБ. Оптимальные значения параметров IP чаще всего достигаются при неравномерной намотке скрученными проводами.
Принципиальная электрическая схема усилителя с ООС R-типа представлена на рис. 3.9. 

Типичные примеры использования подобных структур-усилители ВЧ и ПЧ, а также линейные усилители мощности в гетеродинных цепях. Графики на рис. 3.10 иллюстрируют реализуемые технические характеристики данного усилителя; 

два набора расчетных кривых для приведенных комбинаций сопротивлений резисторов Re и Rf задают границы изменения соответствующих параметров при допустимых (в весьма узких пределах) изменениях входного и выходного сопротивлений усилителя. Расчет и изготовление переходного трансформатора U с коэффициентом преобразования сопротивлений 1:4 можно производить на основе рис. 3 11; 



ширина рабочего диапазона частот такого трансформатора - до десяти октав. Усилители этого типа отличаются исключительно высокой стабильностью электрических параметров.
Для некоторых применений рассмотренных усилителей (особенно при их работе на фильтр ПЧ) может оказаться явно недостаточной величина развязки между входом и выходом; для обеих структур в силу наличия ООС значение параметра Ах, как правило, лишь ненамного превышает 2 дБ. Этот недостаток можно устранить путем последовательного соединения нескольких каскадов с результирующим очень большим коэффициентом усиления по мощности и установки в узлах сопряжения модулей соответствующим образом рассчитанных аттенюаторов. Эффективное значение Ах » 10 дБ обычно является вполне достаточным.
3.3. ВЧ-селекторы
Селекция ВЧ-сигналов обычно осуществляется с помощью LC-фильтров нижних и верхних частот (ФНЧ и ФВЧ соответственно) и полосовых LC-фильтров (ПФ). Ниже они представлены наиболее широко используемыми фильтрами Баттерворта, Чебышева и эллиптическими фильтрами.
Для общего ознакомления с этими типами фильтров обратимся к рис. 3.12. 

Точкой “отсчета”, относительно которой рассматриваются параметры фильтров (в равной мере пригодные для описания ФНЧ, ФВЧ и ПФ), является точка нормированной расстройки W = 1, соответствующая частоте среза fc в случае ФНЧ и ФВЧ, а также нижней или верхней граничным частотам fcl и fc2 в случае ПФ. Полоса пропускания фильтра определяется условием W < 1, полоса задерживания-условием W > 1. Расстройка W = 0 соответствует нулевой частоте в случае ФНЧ, бесконечно большой частоте в случае ФВЧ и частоте fmR = (fclfC2)1/2 в случае ПФ. Значение W = .W выделяет частоту fs в области задерживания эллиптического фильтра, соответствующую требуемому минимальному затуханию As в глубине полосы. Параметр Ар характеризует неравномерность (пульсации) затухания в полосе пропускания фильтра.
Рис. 3.13 дает представление о частотной избирательности различных фильтров в зависимости от их типа и порядка (n). 



По оси абсцисс отложена расстройка W (в полосе задерживания), нормированная на частоту fc, причем значения W показывают, во сколько раз соответствующая частота больше fc (для ФНЧ) или меньше fc (для ФВЧ). В первом случае частота изменяется прямо пропорционально, во втором - обратно пропорционально W .
На рис. 3.14 показана схемная реализация ФВЧ и ФНЧ Баттерворта и Чебышева. 

Рассчитанные номиналы элементов этих фильтров для n = 3,5,7 и 9(n - нечетное) и fc = 1 МГц приведены в табл. 3.1. 


Значения емкостей и индуктивностей для любой другой частоты fc(fcx) получаются путем масштабирования табличных значений по формулам, указанным в нижней части рис. 3.14.

Аналогичный подход используется и для эллиптических ФНЧ и ФВЧ, структуры которых приведены на рис. 3.15, а номиналы элементов для n = 5 и 7 и fс=1 МГц - в табл. 3.2; в этой таблице дополнительно указаны значения параметров As и fs, а также значения частоты в двух (для n = 5) или трех (для n = 7) точках с бесконечно большим затуханием (называемых полюсами затухания).


Схемы двух полосовых фильтров третьего порядка П-образной и Т-образной конфигураций представлены на рис. 3.16. 

Номиналы их элементов для баттервортовской и чебышевской характеристик в расчете на fmg = 1 МГц при различных значениях выраженной в процентах относительной ширины полосы пропускания Вр = fcl.. .fc2 приведены в табл. 3.3 (П-образные фильтры) и табл. 3.4 (Т-образные фильтры); промежуточные значения (по Вр) можно получить путем интерполяции.


Полосовые фильтры с Вр < 10% в силу неидеальности конструктивных элементов можно реализовать только в виде фильтров с баттервортовской характеристикой. Избирательность Т-образных полосовых фильтров ограничена величиной Вр ? 20% вследствие зависимости от Вp значений распределенной индуктивности и результирующей добротности катушек. Для построения полосовых фильтров с Вр > 60% лучше всего использовать каскадное соединение ФНЧ и ФВЧ; структуры с n = 5 обеспечивают уже достаточно хорошую крутизну спада характеристики фильтра вне полосы пропускания.


Следует всегда стремиться к использованию самых высококачественных конструктивных элементов. Правда, особого внимания, как правило, требуют лишь катушки. Рекомендуемые к применению кольцевые сердечники типа Т-50-хх и Т-68-хх из оптимального по частотным свойствам карбонильного железа обеспечивают добротности Q > 180 и Q > 240 соответственно. При этом величина Ai для ФНЧ и ФВЧ составляет около 0,3 дБ на индуктивность. Для полосового фильтра третьего порядка с Вр ? 15% и Q ? 180 получаются те же значения; в области Вр < 15% и при требуемом Q > 200 величина Ai непрерывно возрастает (приблизительно до 3 дБ при Вр » 5%). В этом отношении фильтры Баттерворта несколько предпочтительнее фильтров Чебышева; что касается фактора эффективности Ap/As, то здесь ситуация обратная.
Не рекомендуется применять дисковые керамические конденсаторы, поскольку, как показывает опыт, они могут вызывать интермодуляционные искажения и ухудшать тем самым избирательность фильтров; к этому наиболее чувствительны полосовые фильтры с малым Вр. В многослойных и трубчатых керамических конденсаторах эти эффекты не наблюдаются, равно как и в пленочных конденсаторах. На отсутствие интермодуляционных искажений необходимо проверить и ферритовые сердечники катушек; при оптимальной конструкции полосового фильтра в критической области малых значений Вр “ 10%) еще вполне достижимое значение IР3 = + (30.. .40) дБ при введении феррита иногда просто “катастрофически” падает до значений < + 10 дБ.

Структура и параметры широкополосного тракта

В гл. 1 мы ознакомились с фундаментальными основополагающими критериями построения широкополосных трактов приемников. Теперь пришло время углубить наши знания в схемотехнике и конструировании этих систем. Решение данной задачи облегчается тем, что в гл. 2 и особенно в гл. 3 уже рассмотрены основные схемотехнические методы и функциональные элементы. В качестве “иллюстрирующей” системы выберем относительно простой объект, а именно широкополосный тракт описываемого в следующей главе радиолюбительского приемника на диапазоны 80 м и 20м.

Этот широкополосный тракт предназначен для приема сигналов в диапазонах частот (fc)3,5 ... 4,0 МГц и 14,0... 14,5 МГц, преобразуемых к промежуточной частоте fZ = 9 МГц с использованием только одного диапазона частот гетеродина fu = 5,0... 5,5 МГц. Настройка в диапазоне 20 м соответствует реализации соотношения fс = fZ + fu , а в диапазоне 80 м-соотношения fс = fz — fu; в первом случае частота гетеродина и частота принимаемого сигнала изменяются согласованно, во втором случае понижение частоты гетеродина приводит к повышению частоты принимаемого сигнала. Таким образом, диапазон 80 м является одновременно зеркальным каналом (fi) приема для диапазона 20 м и наоборот; все это следует из фундаментального соотношения fc = fz + fu для процесса преобразования частоты.

Как показывает опыт и подтверждают кривые на рис. 1.2, для приема сигналов с частотами до 15 МГц (это как раз рассматриваемый нами случай) не имеет смысла использовать приемники с FRX < 20 дБ. Иногда высказываемые противоположные утверждения носят, по-видимому, субъективный характер, т. е. не следуют из измеряемых на практике характеристик приемников, или же они связаны с наличием нераспознанных дефектов системных компонентов (плохо установленные антенны, расстроенные селекторы и т. п.).

Из рис. 1.1 хорошо видно, что на выходе полосового фильтра преселектора с шириной полосы пропускания 1 МГц для наиболее “нагруженного” диапазона 80 м мощность (векторная сумма) принимаемых сигналов может достигать —12 дБм.
Соответственно этому динамическая характеристика (КР) нашего приемника должна быть определена в приемном тракте: между разъемом подключения антенны и фильтрами основной селекции.
Блок-схема приемного тракта со всеми необходимыми пояснениями представлена на рис. 4.1. 

Четыре верхних строки цифр на этом рисунке представляют значения параметров IР3, КР, Gp и F для семи функциональных блоков; в двух следующих строках (в нижней части рисунка) указаны допустимые значения мощности широкополосного сигнала Phs и мощности полезного сигнала Pes в узлах сопряжения блоков; в самой нижней строке для сравнения приведены узловые уровни мощности полезного сигнала Рс10 при отношении сигнал/шум 10 дБ. Резюме по техническим характеристикам рассматриваемого широкополосного тракта и некоторая другая важная информация содержатся в самой нижней части рисунка.
Блок 1. Если непосредственно за разъемом подключения антенны мы устанавливаем аттенюатор с затуханием 20 дБ и используем его при приеме сигналов в диапазоне 80 м (учитывая, что в этом диапазоне Fex ? 40 дБ), то тем самым эффективно увеличиваем на эти 20 дБ значения параметров IP и КР широкополосного тракта. Точно так же изменяется RF, в результате атмосферные шумы, зачастую достигающие 4... 8 баллов по шкале S, снижаются более чем на 3 балла; динамические диапазоны при этом полностью сохраняются. Во многих случаях можно работать с ослаблением ВЧ-сигнала на 20 дБ и на диапазоне 20 м.
Блок 2. Мы используем полосовой фильтр третьего порядка, схема которого приведена на рис. 3.16, а. Этот фильтр должен быть субоктавным с Аi < 1 дБ. Для диапазона 80 м при fmg = 3,74 МГц и Вр = 0,5 МГц (» 13%) пригоден фильтр Чебышева с Ар = 0,1 дБ. Фильтр на диапазон 20 м, принимая во внимание довольно малое значение Аi, приходится делать менее узкополосным, чем это требуется, например, с fmg = 14,22 МГц и Вр = 1,8 МГц (» 12,7%). В этом случае мы выбираем фильтр Баттерворта с Ар = 3 дБ; внутри диапазона перестройки приемника D f = 0,5 МГц величина Ар для такого фильтра составляет » 0,002 дБ, и, следовательно, его избирательность эффективно выше, чем у фильтра с чебышевской характеристикой (см.


Блок 6. Так как рассматриваемый приемник предназначен в основном для SSB-связи (J3E), то мы используем восьмирезонаторный кварцевый фильтр с шириной полосы пропускания 2,1. ..2,5 кГц. Подобные фильтры характеризуются значениями Ai= 3,1 ...3,5 дБ; для монолитных фильтров Ai = 5...6дБ. С учетом работы на нагрузку с полным сопротивлением 50 Ом рекомендуется кварцевый фильтр типа XF-9S33 с Вр = 2,4 кГц и Ai = 3,2 дБ.
Блок 7. Этот усилитель полностью идентичен усилителю, используемому в блоке 4. К его выходу нужно подключить резистор с сопротивлением » 50 Ом, который оказывает обратное воздействие на фильтр основной селекции и оптимальным образом (в широкой полосе частот) нагружает выход последнего. Последующая часть схемы должна обеспечивать F < 8 дБ; в прототипе она представляет собой каскад из трех ИМС типа SL1612C с эффективным значением коэффициента усиления по напряжению 84... — 26 дБ (АРУ обеспечивает изменение этого коэффициента в пределах 110 дБ).
ВЧ-селекция. Прежде всего по формуле, приведенной на рис. 3.16, мы должны рассчитать значения фактора W fx для критических (в отношении требуемого ослабления) частот fz и fi. Затем, используя полученные значения W fx, из кривых на рис. 3.13 нужно найти соответствующие значения Afz и Afi (As). Все они превышают 70 дБ; можно было бы обеспечить и значения 75... 82 дБ (за исключением параметра Afz на диапазоне 20 м), для этого, правда, фильтр на диапазон 80 м нужно дополнить отсасывающим контуром на частоту fi (» 14 МГц). Значение параметра Afz, характеризующее ослабление ПЧ, определяется суммой As (для фильтра) и Ах (fe:fz) (для смесителя); селективность приемника по зеркальному каналу Аfi определяется только свойствами ВЧ-селектора. При указанных значениях Afz и Ап соответствующие помехи почти полностью исключаются; для высококачественных профессиональных приемников значения этих параметров > 80 дБ, а уровень 100 дБ соответствует границе “практичности”, переход через которую экономически неоправдан.
Помехоустойчивость.


Максимально допустимое значение будет здесь определяться допустимой мощностью рассеяния смесителя +23 дБм (0,2 Вт) (по отношению к этому значению величиной Рu можно, очевидно, пренебречь). Так как при нагрузке смесителя широкополосным сигналом такого уровня он уже на 14... 16 дБ “заходит” в область компрессии, то на его выходе мы получим максимум + 3 дБм. Таким образом, в компрессии будет находиться и усилитель блока 4. В результате исключаются перегрузки (> +10дБм) фильтра основной селекции. Максимальное значение Pcs не превышает уровня 0 дБ; последний определяется динамической характеристикой системы АРУ в тракте ПЧ приемника. В условиях, когда все каскады, находящиеся перед фильтром основной селекции, работают в линейном режиме (т. е. при уровнях сигналов ниже своих КР-уровней), можно принимать сигналы, мощности которых не превышают —1,5 дБм или +18,5 дБм (с отключенным и включенным ВЧ-аттенюато-ром соответственно); нужно, конечно, принимать во внимание и величину Phs.
Чувствительность. Проектируемое значение коэффициента шума приемника 20 дБ минус 5 дБ (резервных) на возможные потери (см. рис. 4.1, внизу). При измерениях на четырех прототипах получены значения 14... 15 дБ, причем F » 8 дБ для оконечных (вне широкополосного тракта) каскадов приемника.
Динамика. Согласно формуле, приведенной на рис. 1.5, при IР3 = +20дБм и RF = —125,2 дБм (F = 15 дБ) величина параметра DB3, на которую нужно обратить основное внимание, составляет 96,8 дБ. Это очень высокое значение подтверждено экспериментальными измерениями (96... 97 дБ). Таким образом, уменьшение чувствительности приемника, обусловленное интермодуляционными искажениями, заметным образом может проявиться только при мощности внеполосных сигналов Phs ? —28,4 дБм, т. е. при Phs = PDB3 (см. рис. 1.5); при Phs < PDB3 этот эффект очень мал и сказывается (селективно) на приеме только самых слабых полезных сигналов.
По профессиональной классификации все приведенные цифры характеризуют приемник “улучшенного среднего класса”.


Тем, кто проявляет более глубокий интерес к затронутым вопросам, настоятельно рекомендуем интенсивное аналитическое и интерпретационное изучение отмеченных выше взаимосвязей, так как они имеют исключительно важное значение. Без такой фундаментальной подготовительной работы конструирование уже не очень сложных, но высококачественных связных электронных устройств описанных, например, в настоящей главе и тех, которые будут описаны ниже, - становится обыкновенной авантюрой.

Широкополосные трансформаторы

Эти апериодические согласующие элементы служат для преобразования (трансформации) импедансов, перехода от несимметричных однофазных цепей к симметричным парафазным, суммирования или вычитания мощностей. В зависимости от назначения и применения они изготавливаются или с обычными обмотками, или с обмотками в виде двухпроводных линий, как правило, на кольцевых ферритовых сердечниках с относительно высокой магнитной проницаемостью. Ниже представлены структуры, которые наиболее часто встречаются в приемных устройствах.

Сначала рассмотрим трансформаторы на двухпроводных линиях. Коэффициенты трансформации импеданса для таких трансформаторов могут быть только квадратами целых чисел: I2, 22, З2 и т. д. (т.е. 1:1, 1:4, 1:9 и т.д.). На рис. 6.1 приведены принципиальные электрические схемы и схемы намотки сердечников для четырех трансформаторов, используемых для согласования несимметричных однофазных цепей, а на рис. 6.2 - аналогичные схемы для трех трансформаторов-преобразователей несимметричного однофазного входа к симметричному парафазному выходу. 

Отмеченные на этих рисунках значения волнового сопротивления Zw линий реализуются с помощью кривых, приведенных на рис. 6.3; N, 2N и т. д. - относительные числа витков обмоток в конструкциях с использованием нескольких линий. При работе на нагрузку с полным сопротивлением < 500 Ом диапазон рабочих частот таких трансформаторов может достигать 10 октав.

Обычные трансформаторы допускают реализацию с любым значением коэффициента трансформации импеданса. Отношение числа витков обмоток трансформатора Nu, необходимое для согласования высокоомного R' и низкоомного R импедансов, определяется по формуле nu = O R'/R. На рис. 6.4 приведены принципиальные электрические схемы и схемы намотки сердечников для обычных трансформаторов двух типов:

с несимметричным однофазным входом и выходом (а, б)

с несимметричным однофазным входом и симметричным парафазным выходом (в, г).

Диапазон рабочих частот таких трансформаторов может достигать пяти октав (при R', R < 250 Ом).

Реактивные сопротивления обмоток трансформатора на самой низкой рабочей частоте должны составлять приблизительно четвертую часть от соответствующих нагрузочных импедансов, но ни в коем случае не больше-иначе снижается верхняя граничная частота трансформатора. Для 50-омной цепи можно пользоваться следующим простым правилом: индуктивность соответствующей ей обмотки должна составлять около 0,1 мкГ на каждый метр минимальной рабочей длины волны. На практике всегда достаточно оптимизировать по индуктивности только одну из обмоток; правильные значения L для всех других обмоток получаются автоматически (здесь “работает” коэффициент трансформации).
Затухание Ai, вносимое рассмотренными трансформаторами, при R', R < 250 Ом не превышает 0,8 дБ, в большинстве случаев ai = 0,3...0,6 дБ. Для конструкций с частотным диапазоном до 50 МГц характерные значения Аi обычно еще меньше (0,1...0,3 дБ при R', R < 500 Ом).
Дополнительная важная информация, необходимая при конструировании подобных устройств, содержится в гл. 14.

Широкополосный тракт на 1,6...30,0 МГц с двумя ПЧ: 42,2 МГц и 2,2 МГц

Рассматриваемый в настоящей главе многофункциональный связной приемник имеет отличные технические характеристики: RF = — 128,2 дБм, IР3 = + 32 дБм и DB3 = 106 дБ (эти значения относятся к J3Е-виду связи при эффективной ширине полосы частот 2400 Гц); область компрессии начинается на уровне около + 10 дБм. Сравнивая приведенные параметры с техническими характеристиками наиболее известных промышленных образцов приемников (табл. 7.1), можно сделать вывод, что данный приемник занимает одно из первых мест в иерархии соответствующих приемных устройств.

Этот супсргетеродинный приемник с двойным преобразованием частоты прежде всего предназначен для А1А, +F1B, + J3E и АЗА видов связи; кроме того, всегда готовы к применению дополнительные фильтры и процессоры для обработки различных AM- и ЧМ-сигналов с шириной полосы < 15 кГц. Настройка приемника осуществляется квазинепрерывным способом (с шагом 10 Гц) с использованием синтезатора частоты; относительная нестабильность частоты не хуже 5* 10 ~7 за сутки в температурном интервале —25... + 60°С. Селективность по зеркальным каналам и по ПЧ ? 75 дБ и ? 90 дБ соответственно (для обоих преобразователей). Флуктуации входного сигнала величиной до 120 дБ ослабляются высокоэффективной системой АРУ до ± 2 дБ.

Ниже рассматриваются приемный тракт от разъема подключения антенны до выхода предусилителя второй ПЧ, расположенного за фильтрами основной селекции (по второй ПЧ), а также выходные тракты гетеродинов. Заметим, что для полного описания данного приемника не хватило бы и объема всей книги; прежде всего это связано с большой сложностью схемы синтезатора частоты в блоке настройки приемника.

7.1. ВЧ-селектор и первый смеситель

Принципиальная электрическая схема входной части рассматриваемого широкополосного тракта представлена на рис. 7.1.

Непосредственно за разъемом подключения антенны расположен аттенюатор с затуханием 30 дБ, управляемый системой АРУ приемника; он подключается, когда отношение сигнал/шум становится больше 50 дБ, и снижает это отношение на указанные 30 дБ.
Аттенюатор допускает переключение на ручной режим работы; при этом реализуется весь диапазон АРУ (» 120 дБ) в тракте второй ПЧ. Реле управляются с помощью сильноточного буферного ТТЛ-формирователя (элементы а, b, с); открытые коллекторные выходы элементов b и с соединены с управляющими обмотками реле и при подаче на вход формирователя низкого уровня напряжения переходят в состояние с нулевым потенциалом, обеспечивая тем самым замыкание соответствующих контактов аттенюатора.
ВЧ-селекция осуществляется с помощью единственного эллиптического фильтра нижних частот девятого порядка-исключительно “дешевое” решение. Полюс затухания, определяемый третьим звеном этого фильтра, выбран в соответствии с первой ПЧ приемника (42,2 МГц). На графическом представлении этой части схемы отмечены важные конструктивные детали: способ оптимального экранирования и использование развязывающих проходных конденсаторов в качестве шунтирующих емкостей. Учитывая необходимость обеспечения максимально возможных значений добротности конструктивных элементов, катушки намотаны на немагнитных керамических трубчатых каркасах диаметром около 20 мм, для подстройки контуров выбираются подстроечные конденсаторы с воздушным диэлектриком, а в качестве конденсаторов постоянной емкости применяются во многих отношениях самые высококачественные пленочные конденсаторы.
Кольцевой смеситель на диодах Шотки представляет собой одну из возможных реализаций смесителя очень высокого уровня. Фактически это два параллельно соединенных кольца из схемы на рис. 3.3. Можно считать, что при используемом значении Рu=+23,4дБ этот смеситель обеспечивает IРi3 » +35дБм и KPi » + 19 дБм. Структура трансформатора U1 соответствует структуре, представленной на рис. 6.4, а; что касается полностью идентичных трансформаторов U2 и U3, то они выполнены по схеме, приведенной на рис. 6.4, г. Трансформатор U1 ограничивает частотную характеристику цепи смесителя, в которую он включен, со стороны низких частот (в его отсутствие частотная характеристика этой цепи начиналась бы с 0 Гц), т.


Диод в базовой цепи транзистора Т2 обеспечивает температурную стабилизацию рабочей точки этого транзистора; стабилизирующее действие одних резисторов, включенных с той же целью в эмиттерную и коллекторную цени, при их номиналах оказывается недостаточным.
Селектор первой ПЧ представляет собой шестирезонаторный кварцевый фильтр с шириной полосы 15/36 кГц и затуханием 3/60 дБ. Для этого модуля IPi3 > + 50 дБм при измерениях с расстройкой > 30 кГц от центральной частоты фильтра. Заметим, что требуемый уровень селекции здесь вполне может обеспечить даже двухрезонаторный фильтр (с Аi “ 1...2 дБ). Связанные с такой заменой потери качества, как правило, практически незаметны.
За фильтром первой ПЧ следует двухкаскадный малошумящий усилитель с ООС Х-типа, обеспечивающий усиление мощности сигнала на 14 дБ (с учетом развязывающего аттенюатора, встроенного между каскадами). Оба усилителя (3 и 4) ввиду узкополосности усиливаемого сигнала ПЧ могут быть менее помехоустойчивыми по сравнению с входными усилителями (1 и 2); коллекторные токи транзисторов ТЗ и Т4 выбраны на уровне 10 мА и 16 мА соответственна Конденсатор СЕ на входе каскада на транзисторе ТЗ вместе с соответствующей обмоткой трансформатора U6 действует как понижающий трансформатор импеданса. Кварцованный (или, возможно, с монолитным фильтром) отсасывающий контур на выходе четвертого усилителя дополнительно отфильтровывает сигналы с частотой 37,8 МГц (зеркальной частотой при втором преобразовании); их ослабление фильтром первой ПЧ недостаточно.
В качестве второго смесителя используется готовый высокоуровневый смесительный модуль с IРi3 = +25 дБм и КРi =4-13 дБм при Рu = +17 дБм. Его схема очень близка к схеме смесителя, представленной на рис. 3.2.
7.3. Предусилитель второй ПЧ и фильтры основной селекции
Принципиальная электрическая схема этой оконечной части широкополосного сигнального тракта приведена на рис. 7.3.

Сигнал от второго смесителя поступает на последовательный контур, используемый для подавления нежелательных составляющих (fzl + fu2), возникающих при втором преобразовании частоты.


За этим контуром следуют два малошумящих усилителя с ООС Х-типа и развязывающий аттенюатор. Коллекторные токи транзисторов Т5 и Т6 установлены на уровне 10 мА и 16 мА соответственно, так что данные усилители обладают достаточно широким динамическим диапазоном.
В блок фильтров основной селекции входят пять восьмирезонаторных кварцевых фильтра; кроме того, возможна установка дополнительных фильтров. Блок рассчитан на одно значение - 10 дБ - вносимого им затухания при любом виде связи; для выравнивания затуханий, вносимых разными фильтрами, на входе каждого фильтра установлен соответствующий аттенюатор; эти аттенюаторы выполняют также функцию развязывающих элементов. Реле, обеспечивающие подключение того или иного фильтра, управляются по тому же принципу, что и ВЧ-аттенюатор (см. рис. 7.1).
Третий предусилиnель в тракте второй ПЧ представляет собой усилительный каскад на полевом транзисторе с очень низким уровнем собственных шумов и достаточной (соответствующей уровню “узкополосности” усиливаемого сигнала) помехоустойчивостью. Этот усилитель не охвачен обратной связью и поэтому обеспечивает практически полную развязку следующих за ним каскадов с фильтрами основной селекции; тем самым исключается влияние импедансов этих каскадов на работу фильтров.
Коэффициент усиления по мощности широкополосного тракта от его входа до выхода только что рассмотренного тракта второй ПЧ эффективно составляет 13 дБ. Таким образом, к следующему далее тракту АРУ не предъявляется каких-либо особых требований в отношении уровня его собственных шумов; с другой стороны, на нижней границе диапазона АРУ (т. е. при минимальном усилении) этот тракт должен обрабатывать сигналы с уровнями, не превышающими — 1 дБм (» 0,2 В/50 Ом), что также не вызывает никаких проблем.
7.4. Выходные тракты гетеродинов
Принципиальная электрическая схема этолй части синтезатора частоты, используемого для настройки приемника, представлена на рис 7.4. 

В верхней половине рисунка изображен входной тракт сигнала с частотой f u1 Этот сигнал поступает от секционированного (разбитого на три блока для трех поддиапазонов изменения Гщ) генератора, управляемого напряжением (ГУН), и усиливается примерно на 10 дБ предусилителем на транзисторе Т1 с ООС R-типа.


Затем он проходит через эллиптический фильтр высших гармоник с n = 9; здесь мы видим уже известные нам из разд. 7.1 графические “указания” по конструктивному оформлению данного фильтра. В качестве усилителя мощности используется высоколинейный усилитель на интегральной гибридной микросхеме (IC1), обеспечивающий усиление мощности сигнала приблизительно на 36 дБ и обладающий практически плоской АЧХ в диапазоне частот 1... 250 МГц. Развязка между входом и выходом у этого четырехкаскадного двухтактного каскодного усилителя, выполненного по тонкопленочной технологии, превышает 45 дБ. Выбор подобного модуля может показаться весьма необычным, если учесть, что при очень большом значении потребляемой им мощности (“ 3,6 Вт) мощность pui полезного сигнала составляет всего лишь 0,22 Вт; но, с другой стороны, имеющийся при этом резерв по максимальной мощности выходного сигнала (Рмакс “ 0,7 Вт) гарантирует его высококачественную работу.
В нижней половине рисунка показан тракт сигнала с частотой fu2. Этот сигнал берется непосредственно от опорного генератора приемника-термостатированного кварцевого генератора. Буферный усилитель и усилитель мощности с ООС R-типа на транзисторах Т2 и ТЗ соответственно обеспечивают его дальнейшее усиление. Априорно высокая спектральная чистота сигнала опорного кварцевого генератора и высокая линейность тракта этого сигнала позволяют обойтись без каких-либо дополнительных устройств селекции.

Оптимизированная ВЧ-селекция

Все рассматриваемые в этой книге приемники в обычных условиях эксплуатации всегда обладают достаточной ВЦ-селективностью, т. е. по меньшей мере “удовлетворительной” помехоустойчивостью. Заметные помехи могут, однако, возникнуть, если в непосредственной близости от приемника находится мощный радиопередатчик (ситуация, типичная для больших кораблей и самолетов) или используются высокоэффективные широкополосные антенны (например, логопериодические или T2FD-aнтенны). Такие помехи можно устранить только с помощью дополнительных ВЧ-селекторов.

Возможный вариант такого селектора иллюстрируется на рис. 8.1. 

Это одноконтурное устройство, рассчитанное на работу во всем спектральном диапазоне 1,5...30 МГц (с дискретным переключением на три поддиапазона), состоит из двух Т-образных C/C/L-звеньев, связанных друг с другом общей индуктивностью. Последовательно включенные емкости на входе и выходе селектора обеспечивают преобразование 50-омных межмодульных импедансов к довольно малым значениям импедансов в цепях с индукгивностями; обе параллельные емкости служат для перестройки селектора по частоте. Так как от установленного значения последних зависит коэффициент преобразования импеданса и, следовательно, значения параметров Вр и Аi, то характеристики подобных схем довольно сильно изменяются в диапазоне перестройки; это хорошо видно из численных значений Вр и Аi, приведенных на рис. 8. 1, и кривых на рис. 8.2. “Оптимальная” очень большая величина затухания выше полосы пропускания селектора-результат действия паразитной емкости катушек (характеристика эллиптического фильтра).

Гораздо лучше - но и намного дороже-блок фильтров, показанный на рис. 8.3 (он рассчитан на тот же самый спектральный диапазон 1,5...30 МГц). 

Этот блок построен на основе двухконтурных П-образных полосовых фильтров баттервортовского типа с индуктивной связью. Как видно из рис. 8.4, по сравнению с предыдущей схемой данный селектор на отдельных участках диапазона перестройки характеризуется гораздо меньшим значением As, причем этот параметр изменяется повсюду более равномерно; 

все это, однако, достигается за счет увеличения полосы пропускания (как уже отмечалось в разд. 3.3, улучшение одного из параметров Вр и ai всегда приводит к ухудшению другого). Еще одно преимущество двухконтурных фильтров этого селектора - высокие значения затухания по обе стороны их полос пропускания, как у “настоящих” полосовых фильтров.
Переключение поддиапазонов и перестройка селекторов, как правило, осуществляются в соответствии с цифровым кодом частоты, находящимся в синтезаторе частоты блока настройки. В качестве переключателей и установочных приводов чаще всего используются реле и шаговые двигатели. Такой способ перестройки селекторов не требует дополнительных элементов управления, но его реализация сопряжена с необходимостью применения дорогостоящих интерфейсных электронных схем и точной механики; с другой стороны, ручное управление предполагает наличие квалифицированного обслуживающего персонала и исключает возможность дистанционного у правления - два неприемлемых для профессионального пользователя фактора.

Широкополосный тракт на 1...30 МГц с ПЧ =45 МГц

Рассматриваемая ниже схема приемника заимствована из SSB-трансивера для радиотелефонной связи, устанавливаемого на военных самолетах (США). Данную систему, рассекреченную по всей вероятности весной 1983 г., можно считать последней представительницей технологического поколения радиотехнических систем, в которых еще можно было “увидеть” отдельные функциональные элементы; в той области применения, откуда “пришла” эта схема, внедряются все более и более сложные гибридные модули с абсолютно непостижимой внутренней организацией, причем стремление к предельной миниатюризации является лишь одним из факторов, обусловливающих этот процесс.

Схемотехнически относительно простой супергетеродинный приемник с одним преобразованием частоты имеет очень интересные технические характеристики: IР3 = +25 дБм, КР = + 5 дБм, F = 8 дБ, RF = - 132 дБм и DB3 = 105 дБ, причем, как видно из значения коэффициента шума, в приемном тракте используется усилитель ВЧ (с коэффициентом усиления по мощности 6 дБ). Приведенные характеристики реализуются на частотах ? 10 МГц; на более низких частотах в связи с высоким уровнем внешних шумов обеспечивается постепенное уменьшение чувствительности приемника (максимально на 30 дБ) с целью улучшения его помехоустойчивости (F » 40 дБ и IР3 » + 55 дБм при f = 1 МГц); это вполне допустимая мера, если учесть обычно строго заданное положение антенны приемника, к тому же всегда можно оставить чувствительность приемника на прежнем (предельном) уровне и в низкочастотной области спектра, если возникнет такая необходимость.

В гл. 10 рассматриваются принцип построения и схемы некоторых критических по ВЧ модулей синтезатора частоты, используемого для настройки данного приемника, а в разд. 12.2-схема усилителя системы АРУ со смесительным детектором в его тракте ПЧ; с учетом последней из названных схем мы полностью “просмотрим” весь сигнальный тракт этого приемника от разъема подключения антенны до блока обработки НЧ сигнала.

9.1. Тракт ВЧ и система предварительной АРУ

Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного тракта представлена на рис. 9.1.

Фильтр верхних частот третьего порядка с граничной частотой 10 МГц и крутизной спада АЧХ 9 дБ/октава выполняет функцию входного селектора. Этот фильтр обеспечивает частотно-зависимую компенсацию известного увеличения средней мощности полезных сигналов и внешних шумов на входе приемника в низкочастотном участке спектра; он снижает эту мощность до уровня, который не перегружает последующие каскады. Выводы фильтра при необходимости можно закоротить с помощью миниатюрной перемычки и тем самым исключить его из тракта прохождения сигнала (функциональный обход).
За фильтром-преселектором приемный тракт расщепляется на две альтернативных ветви: в первой-сигнал усиливается на 6 дБ широкополосным усилителем ВЧ с ООС Х-типа, во второй - ослабляется на 24 дБ аттенюатором; таким образом, в первом случае выходной уровень сигнала на 30 дБ выше, чем во втором. Выбор того или иного варианта осуществляется системой АРУ с помощью язычковых реле. Усилитель ВЧ характеризуется настолько высоким значением IРо3 (+37 дБм), что на величину IР3 всего приемника могут влиять только те из следующих за этим усилителем каскадов, для которых значение параметра IPi3 сравнимо с IРi3 » 30 дБ для усилителя. В отношении усилителя заметим также, что подобные схемы при ненагруженных сигнальных входах почти наверняка самовозбуждаются. То, что в данном случае, несмотря на очень высокие требования по запасу устойчивости, ничего подобного не происходит, говорит о профессионализме разработчика; такие “мелочи” легко устраняются. Можно, например, не подавать питание на неработающий усилитель или в крайнем случае замкнуть оба его сигнальных входа через 50-омные резисторы на общий провод.
Основной ВЧ-селектор состоит из двух ФНЧ: эллиптического фильтра седьмого порядка и фильтра Чебышева третьего порядка. Сигналы зеркального канала и ПЧ подавляются более чем на 80 дБ и 90 дБ соответственно; в подавление ПЧ вносит свой вклад (? 30 дБ) развязка входов смесителя.


Тем самым обеспечивается надежное переключение в обе стороны. Величина гистерезиса компаратора составляет почти ± 25 дБ, поэтому практически исключаются также ошибочные срабатывания системы из-за колебательных замираний (дребезг контактов реле); “размах” этих замираний оказывается, как правило, заметно ниже указанной величины гистерезиса.
Как специалист, довольно широко информированный в области современной профессиональной радиотехники и особенно хорошо знакомый с принципами конструирования, используемыми разработчиками США, я вижу совершенно определенные тенденции в будущей модификации описанной здесь концепции построения тракта ВЧ: во-первых, автоматический выбор усиления или ослабления ВЧ-сигнала в зависимости от мгновенного значения мощности принимаемых сигналов и внешних шумов в нужном канале приема; во-вторых, не зависящая от этого возможность непрерывного изменения ВЧ-затухания в низкочастотном участке спектра (? 10 МГц). Все это рекомендуется прежде всего при априорно непредсказуемой эффективности антенны; в этом случае следует также использовать дополнительные субоктавные ВЧ-селекторы.
9.2. Смеситель, предусилитель ПЧ и фильтры основной селекции
Вторая и заключительная часть принципиальной электрической схемы широкополосного приемного тракта представлена на рис. 9.2.

В качестве смесителя используется кольцо на диодах Шотки, относящееся к классу устройств очень высокого уровня. Схема этого готового гибридного модуля структурно соответствует схеме смесителя, представленной на рис. 3.3; учитывая его чрезвычайно широкий частотный диапазон 0,5 (0)...450 МГц, пришлось применить емкостно компенсированные трансформаторы на двухпроводных линиях. По данным изготовителя при Рu = +20 дБм для этого модуля IPi3 = + 30 дБм, КР; = + 15 дБм и Аi = 5...7дБ.
Сигнал ПЧ поступает через ПФ-диплексер на первый предусилитель ПЧ с ООС Х-типа, который при усилении Gp = 7 дБ характеризуется значением IPL, = +28 дБм. Для улучшения развязки между его входом и выходом (Ах » 2,2 дБ) на выходе усилителя установлен аттенюатор с затуханием 2 дБ; таким образом, эффективное значение коэффициента усиления по мощности для этой цепи составляет 5 дБ.


Основная селекция сигнала осуществляется двумя восьмирезонаторными фильтрами, каждый из которых выделяет одну из боковых полос для несущей с частотой 45 МГц; этот довольно дорогой модуль позволяет избавиться от необходимости применения еще более дорогого цифрового способа выбора боковой полосы в синтезаторе частоты путем сдвига как частоты гетеродина, так и вспомогательной несущей частоты. Указанные виды связи J3E и RЗЕ-это SSB-телефония с полностью или частично подавленной несущей соответственно. Для подключения фильтров применяются язычковые реле, управляемые каскадом из четырех инвертирующих ТТЛ-формирователей с открытым коллектором; при подаче высокого уровня (5 В) на вход каскада (вход “Выбор фильтра”) выбирается USB-фильтр (верхняя боковая полоса), при подаче низкого уровня (0 В) - LSB-фильтр (нижняя боковая полоса). С целью обеспечения оптимальной эффективности фильтров, т. е. для предотвращения емкостного шунтирования функционирующего в данный момент фильтра со стороны нефункционирующего, выводы последнего необходимо заземлить по ВЧ. Для таких специфических фильтров Ai » 4,5 дБ. Выпускаются и сравнимые по параметрам стандартные фильтры, например XF-45S02.
В качестве второго предусилителя ПЧ используется, как и прежде, усилитель с ООС Х-типа, для которого значение параметра IРi3 с учетом узкополосности усиливаемого сигнала выбрано на уровне всего лишь + 23 дБм. Коэффициент усиления по мощности равен 8 дБ.
Эффективное значение GP для всего широкополосного тракта, т. е. от антенного гнезда (рис. 9.1) до точки Е схемы (рис. 9.2), составляет 7,3 дБ при коэффициенте шума F = 7,2 дБ. С учетом шумов последующих каскадов (F » 1 дБ) коэффициент шума всего приемника оказывается равным 7,8 дБ. Эти значения, вытекающие из требований потребителей, необходимо гарантировать с помощью целенаправленных производственных мер, в частности отбора конструктивных элементов и индивидуальной сборки модулей; все это сказывается на экономических показателях.

Синтезатор частоты на 1...30 МГц для широкополосного тракта с ПЧ =45 МГц

Обсуждаемый ниже гетеродинный блок является составной частью SSB-системы для военных самолетов, широкополосный приемный тракт которой был описан в предыдущей главе. Он вырабатывает сигнал с непрерывно изменяющейся в диапазоне 46...75 МГц частотой fu для ВЧ/ПЧ-смесителя и вспомогательную несущую с частотой f1 = 45 МГц для смесительного детектора; уровни этих сигналов равны + 20 дБм (2,24 В/50 Ом) и - 7 дБм (0,1 В/50 Ом) соответственно.

Нестабильность частоты (с учетом всех определяющих этот параметр факторов) не превышает 100 Гц/сутки в самом неблагоприятном случае fc = 30 МГц в температурном интервале — 55...+ 85°С (максимальная температура 105°С). Это значение, соответствующее относительному уходу частоты, не превышающему 3,3 • 10-6 в сутки, вполне достаточно для предусмотренного телефонного вида связи. Спектральная плотность фазовых шумов гетеродина Аj при расстройке 20 кГц составляет — 139 дБ/Гц и также оказывается на “должном” уровне (см. разд. 5.2). Для ft - сигнала учет величины aj не имеет смысла.

На рис 10.1 приведена в сильной степени упрощенная структурная схема этого однопетлевого синтезатора частоты. 

Основные частотозадающие модули синтезатора-опорный кварцевый генератор на частоту 45 МГц (ОКГ, внизу справа) и ГУН, непрерывным образом перестраиваемый в диапазоне 10...11 МГц (генератор плавного диапазона-ГПД, в центре справа); оба генератора установлены (с принятием соответствующих мер по их защите от вибраций) в общем термостатированном кожухе с внутренней температурой + 85°С, который также обеспечивает их электрическое и магнитное экранирование.

Принцип работы синтезатора поясним на примере fс - 1,5 МГц (частота несущей) и fu = 46,5 МГц, тогда в полном соответствии с выбранным значением ПЧ fu — fc = = 46,5 - 1,5 = 45 МГц.

1. ГПД, “покрывающий” частотным диапазоном своей перестройки каждый из 29 поддиапазонов изменения fc шириной 1 МГц, настраивается на частоту 10,5 МГц, соответствующую середине полосы 1...2 МГц для fc.

2. Процессорный смеситель ПС1 преобразует частоты ОКГ (45 МГц) и ГПД (10,5 МГц) к частоте 45 — 10,5 = 34,5 МГц.
Аддитивная составляющая процесса преобразования 45 + 10,5 = 55,5 МГц отфильтровывается с помощью расположенного за смесителем полосового фильтра на 34...35 МГц.
3. Сигнал с частотой 34,5 МГц поступает на процессорный смеситель ПС2, где он вместе с поступающим сюда же сигналом fu = 46,5 МГц преобразуется к частоте 46,5 — 34,5 = 12 МГц. Каскадированный полосовой фильтр на 11...41 МГц пропускает именно эту, а не аддитивную составляющую 46,5 + 34,5 = 81 МГц.
4. Делитель (частоты) с переменным коэффициентом деления N (ДПКД), программируемый на каждый fc поддиапазон: 1...2 МГц, 2...3 МГц и т. д. с шагом 10 для N (N = 120, 130 и т. д.), работает в данном случае с N = 120 (самый нижний поддиапазон); частота 12 МГц на входе ДПКД преобразуется к частоте 0,1 МГц на его выходе. Эта частота называется регулируемой величиной fr.
5. Параллельно с этим процессом делитель частоты с постоянным коэффициентом деления М = 450 преобразует частоту сигнала ОКГ (45 МГц) к частоте 0,1 МГц. Последняя называется задающей величиной ff (опорной частотой).
6. Величины fr и ff сравниваются друг с другом в фазовом детекторе (ФД). При совпадении частот и фаз поступающих на ФД сигналов он вырабатывает на выходе своего петлевого фильтра совершенно определенное, соответствующее требуемому значению fu = 46,5 МГц постоянное управляющее напряжение, приложенное к подстроечным варикапам в гетеродине. Если значение fu отличается от 46,5 МГц, т. е. сигнал в цепи fе-настройки генерируется несинхронно работающим (“убежавшим” по частоте) гетеродином, то на выходе петлевого фильтра появляется изменяющееся напряжение ошибки Us, зависящее от рассогласования fr и ff; это напряжение смещает частоту гетеродина в нужную сторону и обеспечиваeт ее установку на требуемое значение fu = 46,5 МГц. При выбранном здесь значении опорной частоты ff весь этот процесс происходит за время < 1 мс. Напряжение Us называется регулирующей величиной. Время установления для подобных систем регулирования находится в обратно пропорциональной зависимости от ff, т.е.


Генераторный транзистор охвачен ООС через 56-омный резистор в его эмиттерной цепи и поэтому работает в высоко линейном режиме. В то же время регулирующее напряжение UAGC, вырабатывемое АРУ-генератором (рис. 10.3), обеспечивает стабилизацию амплитуды колебаний ВЧ-сигнала в точке А с отклонениями не более + 0,5 дБ во всем частотном диапазоне; при Af/f » 1,63 (АС/С » 2,66) пригоден только такой способ стабилизации.

Весь этот задающий ВЧ-генераторный блок был собран из исключительно высококачественных деталей. Монтаж выполнен проводами в специально отлитой камере с керамическими изолирующими опорами. Только так можно изготовить действительно высококачественный генератор; возможность использования печатного монтажа в конструкциях с рабочими частотами > 10 МГц кажется весьма иллюзорной.
Принципиальная электрическая схема тракта обработки сигнала гетеродина (вместе с АРУ-генератором) представлена на рис. 10.2.
Сигнал гетеродина в точке А поступает сначала на вход буферного усилителя на полевом транзисторе, обеспечивающего хорошую развязку следующих каскадов с генератором. За усилителем установлен эллиптический ФНЧ седьмого порядка, уменьшающий и без того очень низкий коэффициент нелинейных искажений сигнала гетеродина (определяемый содержанием высших гармоник) до неизмеримо малой величины. Далее следует еще один буферный каскад, выполненный по схеме эмиттерного повторителя с очень низким выходным сопротивлением. На выходе тракта работает высоколинейный (и обладающий хорошими развязывающими свойствами) двухтактный усилитель мощности на комплементарных транзисторах с Рu = +20 дБм и неизменным в широком диапазоне частот 50-омным выходным сопротивлением. Представленная схемотехническая реализация гетеродинного тракта типична для гетеродинов, работающих на высокоуровневые диодные кольцевые смесители (с высоким IP).
В нижней части рисунка показаны еще два буферных эмиттерных повторителя; с выхода первого повторителя сигнал гетеродина подается на процессорный смеситель ПС2 и на индикацию частоты (в счетчик), с выхода второго - на АРУ-генератор.


Регулирующее напряжение UAGC последнего в точке С можно изменять с помощью 10-килоомного переменного резистора и тем самым устанавливать правильное значение Рu. В общем случае нужно исходить из того, что подобные объекты многовариантно индивидуальны и в подавляющем большинстве случаев для измерительных и отладочных работ требуют привлечения только высококвалифицированных специалистов. Необходим тщательный отбор и предварительный контроль всех применяемых конструктивных элементов.
10.2. Генератор плавного диапазона (ГПД)
Это “очень странный” генератор. Он работает в обычном автоколебательном режиме, а значит - в противоположность известным способам синтеза частот, - не связан, как это обычно делается, с предохраняющим от “все и вся” опорным кварцевым генератором. С другой стороны, применяется термостат, без которого в подобных случаях не обойтись.
Принципиальная электрическая схема этого генератора на 10... 11 МГц, обеспечивающего плавную настройку приемника в каждом из 29 поддиапазонов приема (шириной 1 МГц), представлена на рис. 10.4.

Собственно генератор показан слева на рисунке; его структура принципиально не отличается от структуры генератора, рассмотренного в предыдущем разделе. Это ГУН, для настройки которого используется специальный 10-оборотный тонкопленочный потенциометр; ручка настройки с помощью установленной в ее центре кнопки может переключаться на коэффициенты передачи 1:1 или 1:10 (по отношению к оси потенциометра); для фиксации выбранного положения ручки настройки применяется клавишная блокирующая механика. Потенциометр осуществляет дистанционное управление генератором и связан с ним электрически и магнитно экранируемым кабелем. Для подобных генераторов нужны исключительно стабильные управляющие напряжения; здесь не обойтись без источников с довольно малыми внутренними сопротивлениями и использования высокоэффективных широкополосных фильтрующих устройств.
Справа на рисунке показан буферный усилитель мощности на микросхеме IC1. Его выходное сопротивление - 50 Ом - практически постоянно в спектральном диапазоне 1...50 МГц.


Хорошая развязка между входом и выходом ИС (> 60 дБ) исключает влияние величины нагрузки в точке вывода fupl на частоту (она одна и та же как на холостом ходу, так и в режиме короткого замыкания).
Этот задающий генератор иллюстрирует те качественные возможности, которые открываются даже при относительно небольших материальных затратах, если подходить к разработке и изготовлению конкретного устройства по всем правилам конструкторского искусства: LC-ГУН, буферная ИС, термостат - и результирующий максимальный дрейф 100 Гц на частоте 30 МГц после менее чем 5-минутного прогрева термостата (время установления, связанное с тепловыми колебаниями). Можно сделать вывод, что полная точность установки и поддержания частоты в данной системе в основном определяются рассмотренным ГПД; стабильность частоты ОКГ на два порядка выше. С другой стороны, для более узкополосных по сравнению с SSB-телефонией и поэтому более чувствительных к дрейфу частоты видов связи, как, например, телеграф и телетайп, подобные схемы вряд ли пригодны. Если требуется сохранить преимущества полностью непрерывной настройки, нужный результат здесь даст двойная температурная стабилизация (внутренняя во внешнем термостате); иначе следует предпочесть использование еще одной петли регулирования под контролем ОКГ.

Инвертируется ли боковая частота?

Другими словами: инвертируется ли, например, верхняя боковая частота (USB) передаваемого сигнала к нижней боковой частоте (LSB) после преобразования (или нескольких преобразований) частоты этого сигнала в приемнике? Этот вопрос имеет непосредственное отношение к фильтрам основной селекции и демодуляторам, так как от ответа на него зависит выбор положения частоты пропускания SB-фильтра по отношению к заданной частоте вспомогательной несущей или направление сдвига последней по отношению к заданной полосе пропускания.

Все возможные здесь ситуации иллюстрируются на рис. 11.1. Мы рассмотрим два примера.

1. Приемник, описанный в гл. 5, с частотой гетеродина » 5,25 МГц преобразует частоты 3,5 МГц и 14 МГц к промежуточной частоте 9 МГц. При этом все происходит в соответствии с самой верхней и четвертой строкой на рис. 11.1, т.е. положение боковой частоты не изменяется.

2. Иная ситуация в случае приемника с двойным преобразованием частоты, описанного в гл. 7. Он преобразует сигналы с частотами ? 30 МГц сначала к первой ПЧ (42,2 МГц) посредством ful > 42,2 МГц и уже затем эту ПЧ посредством fu2 = 40 МГц преобразует ко второй ПЧ (2,2 МГц). Первое преобразование в соответствии с третьей строкой на рисунке инвертирует боковую полосу, второе - в соответствии с самой нижней строкой (где fe = fzl)- оставляет ее на прежнем месте. Таким образом, в данном случае на фильтр основной селекции и смесительный детектор будет поступать сигнал с SB-инверсией.

Эти взаимосвязи ни в коем случае нельзя упускать из виду при анализе частотных соотношений и расчетах.

u="u042.89.spylog.com";d=document;nv=navigator;na=nv.appName;t="";p=1; sz=" width=88 height=63 "; hl=history.length;d.cookie="b=b";c=0; bv=Math.round(parseFloat(nv.appVersion)*100); if (d.cookie) c=1;n=(na.substring(0,2)=="Mi")?0:1; if((n==0)||(bv >= 300)){rn=Math.random();t=(new Date()).getTimezoneOffset();} else {rn=0;} z="p="+p+"&rn="+rn+"&t="+t+"&c="+c+"&hl="+hl; if (self != top) { fr=1;} else { fr=0;} r=escape(d.referrer);r1=""; sl="1.0";h=0; if (h==0){ y=""; y+=""; y+="

>

Обработка сигнала ПЧ

В этой главе описаны АРУ-ПЧ-процессоры, предназначенные в основном для приемников АМ-сигналов и используемые в качестве непосредственных “нагрузок” широкополосных трактов. Аналогичные устройства для приемников ЧМ-сигналов здесь не рассматриваются, поскольку они, как правило, реализуются на очень сложных ИС, причем стоимость осуществляющих частотную селекцию внешних схем-если таковые вообще имеются-составляет лишь малую часть стоимости самих ИС.

12.1. Универсальный SSB/CW-процессор для частот <12 МГц

Его принципиальная электрическая схема, приведенная на рис. 12.1, вероятно, многим уже известна, но поскольку данный процессор применяется для обработки выходных сигналов широкополосного тракта, описанного в гл. 5, то для полноты картины приведем его технические характеристики. А для менее информированного читателя в следующем разделе предлагается подобный ПЧ-тракт, обсуждаемый со всеми необходимыми подробностями.

Итак, основные технические характеристики: при выбранном 56-омном сопротивлении резистора на входе процессора F = 7...S дБ, без этого согласующего резистора F = 4...5 дБ (в обоих случаях при 50-омном импедансе источника напряжения ПЧ); КР » — 15 дБм на верхней границе диапазона АРУ (при полном усилении тракта) и » + 5 дБм на нижней границе; коэффициент усиления по напряжению (от входа до верхнего вывода регулятора громкости) Gv » + 100 дБ на верхней границе и » — 20 дБ на нижней; полный диапазон АРУ » 120 дБ, он допускает расширение до значения ? 150 дБ за счет усиления микросхемы IC3; флуктуации входного напряжения в рамках диапазона АРУ ослабляются до + 2 дБ; постоянные времени системы АРУ: время включения » 15 мс, время отключения » 0,8 с (задержанное регулирование).

Этот процессор следует настраивать на полосу пропускания фильтра основной селекции. Его частотный диапазон 0,1... 12 МГц определяется микросхемами IC1...3. Микросхема IC4 может обрабатывать сигналы с частотами до 75 МГц (как основной сигнал, так и несущую).

12.2. SSB/CW-процессор для частот ? 50 МГц с усилителем НЧ

Процессор, принципиальная электрическая схема которого приведена на рис. 12.2, используется для обработки выходного сигнала (ПЧ, 45 МГц) широкополосного тракта приемника, входящего в состав SSB-трансивера, устанавливаемого на военных самолетах; этот тракт бал описан в гл. 9.

Частотноизбирательный трансформатор импеданса на входе процессора (точка Е) преобразует 50-омное выходное сопротивление широкополосного тракта к более высокому-500 Ом, т.е. его коэффициент трансформации 1:10. Это звено необходимо для оптимизации коэффициента шума.
В усилителе ПЧ работают микросхемы IC3...5 типа SL 611 С в металлическом корпусе ТО-5; выпускается также идентичная микросхема SL 1611 С в пластмассовом корпусе типа DIP с восемью выводами. Каждая микросхема обеспечивает усиление Gu = 26 дБ и допускает АРУ с диапазоном 55 дБ. С целью достижения минимального уровня шумов скорость уменьшения усиления микросхемы IC3 при регулировании вниз замедляется с помощью диода. В результате максимальный эффективный диапазон АРУ для включенных в регулирование микросхем IC3 и IC4 устанавливается на уровне 95 дБ. С учетом затухания (30 дБ), вносимого ВЧ-аттенюатором, установленным на входе широкополосного тракта (см. рис. 9.1), полный диапазон регулирования усиления составляет 125 дБ; реально необходим диапазон около 120 дБ при DB1 » 127 дБ (для всего приемника). В связи с этим было бы интересно проанализировать вопрос о необходимом значении Gu по отношению к практикуемому ослаблению ВЧ-мощности на частотах < 10 МГц; для рассматриваемого здесь усилителя ПЧ такой анализ, по-видимому, не проводился.
В качестве смесительного детектора работает микросхема IC6 (SL 1640 С или аналогичная в пластмассовом корпусе). Коэффициент усиления Gu = 0 дБ. Частота несущей независимо от типа боковой полосы равна 45 МГц; этот сигнал поступает от ОКГ в синтезаторе частоты (рис. 10.1).
Управляемый низкочастотным сигналом АРУ-генератор (IC7, SL1621C в пластмассовом корпусе) вырабатывает увеличивающееся с ростом напряжения НЧ-сигнала постоянное напряжение UAGC = | ? 2| ...5 В.


К выводу 2 этой микросхемы можно подключить S-метр, как это делается в схеме на рис. 12.1; правда, подобные устройства не принято использовать в бортовой аппаратуре, к которой относится рассматриваемый здесь приемник.
Выходная мощность усилителя НЧ (IC8, SL1630C в пластмассовом корпусе), равная » 70 мВт, позволяет подключать к нему не только головные телефоны, но и небольшие громкоговорители. Установка громкости полностью электронная, т. е. потенциометр управляет только постоянным напряжением. Диапазон регулирования - около 70 дБ; в силу исключительно высокой эффективности АРУ этот диапазон в общем вполне достаточен для однократной установки удобной громкости.
Основные технические характеристики данного ПЧ-процессора: F = 6,8...7,0 дБ; КР = — 20 и — 5 дБм на верхней и нижней границах диапазона АРУ соответственно; полный диапазон АРУ » 95 дБ с возможностью расширения до » 150 дБ за счет микросхемы IC5; постоянные времени системы АРУ: время включения » 15 мс, время задержки отключения » 0,7 с и время отключения » 0,15 с (задержанное регулирование); флуктуации входного напряжения в рамках диапазона регулирования ослабляются до + 2 дБ.
Эту схему во всех применениях, отличных от только что рассмотренного, следует настроить на полосу пропускания используемого фильтра основной селекции. Диапазон рабочих частот 0,1...50 МГц определяется каскадом на микросхемах IC3...6. Все изложенное выше относительно работы системы АРУ полностью приемлемо только для использования данного процессора с широкополосным трактом, описанным в разд. 9.1.
12.3. Логарифмический усилитель для измерительного приемника
Его принципиальная электрическая схема приведена на рис. 12.3. Выходное регулирующее напряжение UAGC этого усилителя является линейной функцией от логарифма величины входного напряжения принимаемого сигнала. Это напряжение можно преобразовать в цифровую форму с помощью аналого-цифрового преобразователя, и использовать его цифровой код, например, для численного отображения уровня сигнала или для управления работой функциональных элементов, прямо или косвенно определяющих этот уровень.



На транзисторах Т1... 10 собран каскад из пяти “псевдодифференциальных” усилителей по схеме с общей базой. Потенциалы баз левых транзисторов этих усилителей фиксированы; правда, со ступенчатым изменением (от усилителя к усилителю) приблизительно на 0,14 В в промежутке 5,1...5,7 В. К базам правых транзисторов приложено одинаковое напряжение UAGC в промежутке 5,1...5,6 В. Первые из названных транзисторов работают на полную обмотку трансформаторов в их коллекторных цепях, вторые - на определяемый отводом от обмотки относительно небольшой импеданс. Напряжение UAGC увеличивается с ростом величины сигнала, т. е. идет процесс регулирования вниз. При этом первоначально сравнительно большой коллекторный ток каждого транзистора, нагруженного на полную обмотку и, следовательно, обладающего большим усилением, по мере роста UAGC постепенно уменьшается, приближаясь по величине к коллекторному току своего “партнера” с небольшим усилением. Полный ток и зависящая от него помехоустойчивость, разумеется, практически не изменяются. Правильность логарифмически-линейного преобразования определяется, во-первых, трансформаторами и, во-вторых, тем, насколько “умело” выбраны рабочие точки каскадов. Каскады на транзисторах Т11 и Т12 обеспечивают дальнейшее усиление сигнала ПЧ (с постоянными Gu); микросхема IC1 вырабатывает напряжение UAGC, определяемое напряжением на диоде D10.
Об этом процессоре, предназначенном для обработки сигнала с частотой 1,8 МГц (ПЧ), к сожалению, не удалось получить никаких конкретных сведений; эксплуатационные параметры характеризуют его с самой лучшей стороны. Вообще нужно исходить их того, что работающие в паре друг с другом транзисторы “псевдодифференциальных” каскадов должны иметь одинаковые электрические параметры, согласованные к тому же по их температурным изменениям. Верхняя граничная частота подобных устройств может достигать 10 МГц.
Следует заметить, что для реализации логарифмически-линейной связи между обрабатываемым сигналом и регулирующим напряжением предлагаются специальные ИС.


Построенные на этих ИС схемы проще, чем только что рассмотренная, для них не нужны никакие критичные по ВЧ элементы и, согласно имеющимся сведениям, они надежно работают на частотах до 50 МГц; кроме того, для реализации необходимых внешних функций также имеется широкий выбор микросхем. С другой стороны, в отдельных специальных случаях конструкции, выполненные на дискретных элементах, оказываются более предпочтительными.

Разные схемы

В данной главе в тематически произвольном порядке представлено множество интересных схем, различных по назначению и сложности, с рабочими частотами от звукового спектра до нескольких ГГц. Каждая схема сопровождается исключительно кратким пояснительным текстом. В меньшей степени это связано с отсутствием места, а скорее объясняется большим количеством представленных весьма информативных вариантов одной и той же схемы.

13.1. Широкополосный тракт приемника прямого преобразования

Его принципиальная схема, включающая смесительный детектор и малошумящий предусилитель НЧ, представлена на рис. 13.1. Эффективная помехоустойчивость соответствует смесителю среднего уровня; коэффициент шума при введении трех-контурного полосового ВЧ-фильтра составляет 10...12 дБ. Предусилитель НЧ с Gu < 30 дБ обеспечивает независимость параметров тракта от характеристик следующих каскадов. К сожалению, для частот < 14 МГц оба трансформатора должны быть перерассчитаны.

13.2. Фильтры на любительские КВ-диапазоны

Их структура, перекрываемые диапазоны частот и характеристики элементов приведены в табл. 13.1 и на рис. 13.2. Необходимые сведения о избирательности таких фильтров можно найти в разд. 3.3. Применение кольцевых сердечников с их исключительно малыми полями рассеяния практически исключает нежелательные связи между катушками при плотном монтаже.

13.3. LC-генераторы на микросхеме МС1648Р

Основные схемы для двух частотных диапазонов представлены на рис. 13.3; указанное значение частоты, разделяющее эти диапазоны, нужно рассматривать как весьма условное. За счет внутренней АРУ микросхемы выходной сигнал поддерживается на неизменном уровне вблизи 0 дБм. В одном из реализованных вариантов с варикапной настройкой частоты спектральная плотность фазовых шумов оказалась равной » — 130 дБ/Гц при расстройке 10 кГц на частоте около 30 МГц; в этом отношении схема, приведенная на рис. 13.3 справа, немного хуже. Нестабильность частоты практически определяется только характеристиками используемых внешних элементов.

На рис. 13. 4 иллюстрируется возможный вариант задающего генератора. Уровень выходного сигнала этого генератора Р0 = + 13 дБм, выходное сопротивление равно 50 Ом в широкой полосе частот; он может работать на кольцевой смеситель среднего уровня. Частота генерации определяется номиналами элементов колебательного контура, связанного с микросхемой МС1648Р.

До пяти генераторных ИС этого типа можно соединять параллельно на выходе. Получающаяся схема соответствует аналогичной “аддитивной” схеме на SL1680C, рассматриваемой в разд. 13.8.
13.4. Н Ч -тракт с АРУ и активным телеграфным фильтром
Эта схема, представленная на рис. 13.5, отлично подходит для простого приемника без АРУ ПЧ. За счет возможности ослабления сигнала в ВЧ-тракте (максимально на 40 дБ) с помощью регулировочного резистора и с учетом диапазона регулирования усиления, обеспечиваемого микросхемой SL6270C, удается скомпенсировать практически все возникающие при приеме сигналов замирания.

Двухкаскадный телеграфный фильтр Баттерворта с центральной частотой около 1 кГц при скорости передачи примерно до 100 бит/мин показывает хорошие свойства; при более высоком темпе телеграфных посылок нужен более широкополосный фильтр. Диоды на входе микросхемы SL6270C предотвращают ее перегрузку при непредвиденных выбросах величины сигнала.
13.5. Биквадратный узкополосный (пропускающий или режекторный) НЧ-фильтр
Представленная на рис. 13.6 схема фильтра с полосой пропускания 50 Гц, перестраиваемого по центральной частоте, применяется, главным образом, для целей режекции (фильтр-пробка); для телеграфного пропускающего фильтра она непригодна: слишком узка полоса пропускания и, кроме того, слишком резок максимум на центральной частоте.

На рис. 13.7 приведены характеристики этого фильтра в режиме пропускания, а на рис. 13.8 в режиме режекции.


13.6. Узкополосный (пропускающий или режекторный) Н Ч-фильтр с модифицируемой характеристикой
На рис. 13.9 приведена его схема, а на рис. 13.10-типичные характеристики в режиме пропускания. 




Ширина полосы (пропускания или режекции) В на уровне — 3 дБ связана с добротностью фильтра QF соотношением В = fm/QF, где fm - центральная частота фильтра, которую мы можем изменять в пределах 300...2700 Гц. Для приема телеграфных сигналов максимум пропускания, вообще говоря, довольно резок; с другой стороны, для практических применений очень привлекательны модифицируемые режекторные свойства этого фильтра.
13.7. Двухкаскадный активный телеграфный НЧ-фильтр
Его принципиальная схема представлена на рис. 13.11, типичные характеристики иллюстрируются на рис. 13.12. 


Подстройка характеристики фильтра к баттервортовскому типу осуществляется с помощью переменного резистора на входе второго операционного усилителя. К сожалению, при ширине полосы пропускания 50 Гц надежно принимаются телеграфные посылки с темпом до 30 бит/мин; таким образом, здесь мы имеем дело с исключительно редким объектом.
13.8. Кварцевые генераторы на микросхеме SL1680C
На рис. 13.13 представлены основные схемы для разных частотных диапазонов и различных нагрузок (см. табл. 13.2). 


Внутренняя АРУ микросхемы обеспечивает постоянный уровень выходной мощности, не зависящий от добротности кварцевого резонатора. Полная нестабильность частоты приблизительно соответствует нестабильности частоты резонанса самих кварцевых резонаторов (см. табл. 13.3); в этом отношении другие типы генераторов чаще всего имеют заметно худшие характеристики. 

Спектральная плотность фазовых шумов в среднем составляет около - 100 дБ/Гц при расстройке 10 кГц в генераторах с возбуждением кварца как на основной, так и на высших гармониках: для некоторых применений эта величина слишком велика.
На рис. 13.14 иллюстрируется возможность объединения (по выходу) нескольких представленных на рис. 13.13 структур. Выходное напряжение возрастает при увеличении сопротивления нагрузки и достигает при RL > 1 кОм по меньшей мере 0,1 В.

13.9. Высокоэффективный избирательный усилитель ПЧ
Данный усилитель ПЧ (его принципиальная схема представлена на рис. 13.15) по своей помехоустойчивости подходит для использования со смесителем среднего уровня (и с диплексером в качестве интерфейса).



Эффективное значение коэффициента шума — 5 дБ. Вместо указанного на схеме фильтра ПЧ можно применить фильтр другого типа и с другой шириной полосы пропускания, необходимо только, чтобы его входное и выходное сопротивления имели величину 500 Ом; в противном случае придется соответствующим образом изменить коэффициент трансформации используемых трансформаторов. Непосредственным продолжением этого тракта могут быть, например, схемы на рис. 13.1 и 13.5; получающаяся конфигурация имеет вполне приемлемые экономические “показатели” и весьма интересна в отношении реализуемых качественных характеристик.
13.10. Кварцевые лестничные фильтры на 9 МГц
Фильтры этого типа интересны тем, что их можно реализовать на очень дешевых кварцевых резонаторах. Можно, например, применить СВ-резонаторы, возбуждаемые на третьей гармонике (основного колебания) с частотой 9 МГц. На рис. 13.16 приведены схемы и указаны номиналы элементов для некоторых возможных реализаций двух-, трех- и четырехрезонаторных фильтров этого типа в расчете на ширину полосы пропускания для SSB-телефонной связи; на рис. 13.17 показаны их типичные несимметричные характеристики (это ярко выраженные LSB-фильтры, выделяющие нижнюю боковую полосу по ПЧ).


Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внешние и внутренние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.
13.11. Двунаправленный избирательный усилитель ПЧ
Эта схема представлена на рис. 13.18; здесь мы имеем дело с типичной структурой трансивера. Коэффициент усиления по мощности GP » 0 дБ, т. е. затухание, вносимое фильтром, компенсируется усилением транзистора Т1. Можно считать, что коэффициент шума равен 2 дБ; на эту величину оказывается выше эффективное значение F для следующих каскадов. 

Переключение тракта с приема на передачу (TX/RX) или обратно производится с помощью язычковых реле, на что нужно обратить внимание при конструировании других переключающих устройств.
13.12. Кварцевые Х-образные фильтры на 9 МГц


На рис. 13.19 представлены двухрезонаторная и четырехрезонаторная структуры; они известны как половинный и полный Х-образный фильтр соответственно. Их расчет отвечает расчету фильтров Чебышева с Ар = 0,1 дБ; результирующее эффективное значение Ар равно примерно 1 дБ. Избирательность фильтров иллюстрируют характеристики на рис. 13.20; в отличие от лестничных структур кривые строго симметричны.


Х-образные фильтры можно реализовать только на высококачественных резонаторах; общие сведения о таких резонаторах дает табл. 13.3. Всю конструкцию необходимо поместить в ВЧ-непроницаемый экран; внутренние и внешние паразитные связи устраняются путем выбора соответствующей топологии монтажа.

13.13. Двунаправленный усилитель ПЧ и модем
Эта схема представлена на рис. 13.21. Для усилителя IPi3 = — 5 дБм, КРi = — 16 дБм, F » 3 дБ и Gp = 20 дБ; для модема IPi3 = + 13 дБм, KPi = + 2 дБм и А, = 6 дБ. Переключение тракта с приема на передачу и обратно посредством язычковых реле является принципиальным.

13.14. Генератор несущей на частоты <12 МГц
Его схема приведена на рис. 13.22. Выбор кварцевого резонатора, соответствующего верхней или нижней боковой полосе, осуществляется с помощью коммутирующих диодов. Мощность сигнала несущей на выходе генератора + 7 дБм; с этой выходной мощностью он может работать на низкоуровневый кольцевой смеситель, например на модем из предыдущей схемы. Кварцевые SB-резонаторы на указанные частоты относятся к недорогим доступным компонентам (в частности, KVG). Верхняя рабочая частота 12 МГц определяется генераторным транзистором Т1.

13.15. Высокоэффективный избирательный усилитель ВЧ
Схема тракта, состоящего из ВЧ-аттенюатора, полосового фильтра третьего порядка и собственно усилителя, приведена на рис. 13.23 (см. табл. 13.4). Для частотной селекции можно также использовать другие структуры и соответствующие им расчеты, которые в большом количестве представлены в разных местах данной книги.


13.16. Широкополосный усилитель мощности с Р0 < + 20 дБм


Этот усилитель мощности ( его принципиальная схема приведена на рис. 13.24) может работать на кольцевой смеситель очень высокого уровня. К его недостаткам относятся довольно большой коллекторный ток и плохая развязка между входом и выходом (около 2 дБ), к достоинствам-априорно высокая электрическая устойчивость. Для транзистора в корпусе SOT-48 нужен достаточно эффективный радиатор охлаждения.

13.17. Двунаправленный широкополосный усилитель
В отличие от двунаправленных усилителей, описанных в разд. 13.11 и 13.13, данный усилитель, принципиальная схема которого приведена на рис. 13.25, обеспечивает бесконтактный выбор направления прохождения сигнала; это направление автоматически определяется при подаче напряжения сигнала на вход соответствующего транзистора. Усилитель отличается высокой эксплуатационной надежностью.

Структуры подобного типа в разных вариантах широко применяются в ПЧ- и ВЧ-трактах военных трансиверов производства США (в качестве модульных звеньев в тонкопленочных гибридных схемах).
13.18. Высокоэффективные блоки фильтров на частоты < 30 МГц
Представленные на рис. 13.26 и 13.27 устройства удовлетворяют самым высоким требованиям, которые обычно предъявляются к ВЧ-селекторам с широкой полосой пропускания. Тем более интересны приведенные здесь подробные данные по их конструктивным элементам. Затраты: 132 компонента и много места-по цене и товар...


13.19. Селектор на 1,6...30,0 МГц
Эта схема (рис. 13.28) заимствована из связного приемника одной из последних разработок. Здесь вместо регулятора на p-i-n-диодах (располагаемого в тракте ПЧ) применен ВЧ-аттенюатор, управляемый системой АРУ. За таким широкополосным селектором - “шириной с амбарные ворота”-должен следовать смеситель очень высокого уровня.

Реализация подобных устройств связана с довольно большими затратами. С другой стороны, недвусмысленно предполагается возможность экспериментирования с высокими частотами.
13.20. В Ч-тракт на частоты < 30 МГц (ПЧ = 80 МГц)
Принципиальная электрическая схема входной части широкополосного тракта профессионального приемника на диапазон 10 кГц...30 МГц представлена на рис. 13.29.


Для разгрузки смесителя ( очень высокого уровня) используется преселектор; он разбит на три секции - по трем характерным поддиапазонам (в этом отношении нужно ориентироваться на рис. 1.1). Дополнительный ВЧ-селектор в особенности способствует подавлению зеркальных каналов приема на частотах 160... 190 МГц.

Настоящая книга дает исключительно информативный и ни в коем случае не односторонний обзор современной практической схемотехники профессиональных КВ-приемников. В этой связи становится совершенно очевидным, что все то, о чем здесь идет речь, делается везде скорее одинаково, чем по-разному...
13.21. ПЧ-тракт на 80 МГц со вторым смесителем
На рис. 13.30 мы видим “продолжение” принципиальной схемы широкополосного тракта, приведенной на рис. 13.29. Хотя данный приемник разработан совсем недавно, в нем в качестве первого АРУ-аттенюатора еще применяется регулятор на p-i-n-диодах; в отношении обеспечения высокой помехоустойчивости приемника это, как показывает опыт, не самое удачное решение проблемы АРУ для данной-во всем остальном высококачественной конструкции. Напротив, помехоустойчивость второго смесителя наверняка всегда оказывается чрезмерно высокой.

Подобные критические замечания могут вызвать по меньшей мере резкий протест со стороны разработчиков этого приемника; с другой стороны, не было причины оставлять без внимания предоставленные специфические данные.
13.22. Смеситель и предусилитель ПЧ на 45 МГц
Эта схема, представленная на рис. 13.31, по всем параметрам соответствует современному уровню техники высококачественных приемных устройств. При ПЧ = 45 МГц для всех видов связи с шириной полосы > 1 кГц лучше всего использовать однократное преобразование частоты. Для fе-порта IР3 = + 30 дБм, как и значение соответствующего параметра для смесителя; напротив, значение параметра КР » + 8 дБ определяется характеристиками усилителя.

Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.
13.23. ПЧ-тракт на 45 МГц
Принципиальная схема тракта приведена на рис. 13.32; это еще один яркий пример современной высококачественной конструкции.


С необходимостью предполагается, что данный тракт является “нагрузкой” смесителя очень высокого уровня с IPi3 » + 30 дБм и работает на активное (в широкой полосе частот) сопротивление 50 Ом.

Подобные структуры следует всегда использовать с соответствующим образом рассчитанным ВЧ-аттенюатором, управляемым системой АРУ приемника. Реализация оптимальных по параметрам конструкций возможна в лабораторных условиях.
13.24. Усилитель на диапазон 1...300 МГц с очень низким уровнем собственных шумов
Этот усилитель имеет довольно простую структуру (рис. 13.33) и не требует каких-либо специальных приемов монтажа. Нужно, однако, обратить внимание на соединительные провода, которые должны иметь минимально возможную длину. Частотные зависимости параметров Gp и F иллюстрируются на рис. 13.34.


Данный усилитель в особенности подходит для DX-связей в относительно “малошумящей” области спектра f > 20 МГц. При использовании высокоэффективной избирательной направленной антенны рекомендуется непосредственное (т.е. без промежуточных селекторов) соединение усилителя с антенной. Следует также учесть, что усилитель должен работать на 50-омную нагрузку; он имеет относительно высокое выходное сопротивление. Оптимальной здесь представляется следующая структура приемного тракта: избирательная направленная антенна, короткий антенный кабель, рассматриваемый усилитель, в качестве его нагрузки усилитель на полевом транзисторе по схеме с общим затвором с входным сопротивлением 50 Ом и эффективным Gp » 2...3 дБ, ВЧ-селектор, соответствующий требованиям по ПЧ-селективности и подавлению зеркальных каналов приема, и кольцевой смеситель среднего уровня. Учитывая наличие внешних шумов, схемы рассмотренного типа можно считать абсолютно оптимальными. И только для космической связи могут оказаться более предпочтительными усилители на GaAs полевых транзисторах.
13.25. Двухкаскадный усилитель на диапазон 25...1000 МГц
Усилитель, принципиальная схема которого представлена на рис. 13.35, предназначен главным образом для измерительных целей.


Частотные зависимости его параметров Gp и F иллюстрируются на рис. 13.36.

Реализация подобных высокочастотных широкополосных структур-очень трудная задача. Все нагружаемые ВЧ-сигналом конденсаторы и сопротивления должны быть в бескорпусном исполнении; наряду с этим необходимо обеспечить минимальную длину всех соединительных линий и заземление по ВЧ в строго определенных точках. Частотная характеристика усилителя непременно будет неравномерной, поскольку в этом отношении он может проявить себя с самой неожиданной стороны. Тем не менее для лабораторных исследований это исключительно нужный объект.
13.26. Однодиапазонный КВ-приемник прямого преобразования на диапазоны 15, 17 или 20 м
Принципиальная схема этого гетеродинного телеграфного приемника прямого преобразования приведена на рис. 13.37. В качестве гетеродина используется перестраиваемый кварцевый генератор, который гарантирует необходимую (для обеспечения минимальной ширины полосы пропускания НЧ-фильтра) стабильность частоты; используемый НЧ-фильтр позволяет принимать телеграфные сообщения с темпом передачи только до 50 бит/мин (типичные скорости для DX-связей). Подстроечные конденсаторы С4 и С6 служат для установки устойчивого автоколебательного режима.

В табл. 13.5 приведены основные характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства схемы, а на рис. 13.38 показана схема намотки _ катушки ВЧ-фильтра. 

Здесь мы имеем дело с кварцевым генератором последовательного резонанса; приблизительно третья часть его диапазона перестройки лежит ниже номинальной частоты резонанса кварца. Если минимальное значение емкости конденсатора С1 окажется меньше 6 пФ, следует добавить конденсатор СЗ с соответствующим (дополняющим до 6 пФ) значением емкости. Нужно также непременно обратить внимание на обеспечение минимального значения емкости, шунтирующей кварцевый резонатор; наилучшие результаты достигаются при непосредственной “бескорпусной” впайке резонатора в схему.
На рис. 13.39 иллюстрируется другой возможный вариант гетеродина.


По сравнению с генератором на рис. 13. 37 это даже еще более удобный объект для изготовления в любительских условиях; к тому же его выходное напряжение » 0,15 В как раз соответствует требуемому уровню сигнала на гетеродинном входе смесительного детектора.

Данный приемник носит главным образом экспериментальный характер, в частности его можно рекомендовать в качестве первого учебного объекта для начинающих радиолюбителей. В связи с этим наиболее приемлемым выглядит его реализация на перфорированной плате со стандартным шагом (2,5 мм) сетки монтажных отверстий и точек пайки. Эту плату необходимо обязательно поместить в хорошо экранирующий корпус. Конденсатор переменной емкости (поворотного типа) содержит точный привод с коэффициентом передачи > 1:6; между осью конденсатора и приводом должна быть вставлена эластичная муфта.
Этот приемник в принципе можно использовать на всех КВ-диапазонах от 10 до 160 м. Два его основных параметра: F » 15 дБ и 1Р3 » + 8 дБм; при этом чисто расчетное значение параметра DB3 оказывается равным » 98 дБ. Такой динамический диапазон, однако, реально достижим только при использовании гетеродина с весьма низким уровнем шумов (например, по схеме на рис. 13.37); с другой стороны, нужно принять во внимание довольно интенсивные внешние шумы (см. рис. 1.1), с учетом которых “нетто”-чувствительность приемного тракта все равно вряд ли можно реализовать.
13.27. Усилитель НЧ с АРУ на микросхеме SL6270C
На рис. 13.40 и рис. 13.41 представлены соответственно его принципиальная схема и амплитудные характеристики.


Диапазон регулирования можно изменять в пределах 20...60 дБ путем выбора соответствующих значений Rf и Cf; для использования в приемниках выбирается максимальный диапазон АРУ. Компоненты Rf и Cf определяют также частотную характеристику усилителя (примерно 300...3000 Гц).
Постоянные времени цепи регулирования определяются номиналами элементов R, и С,. При Ct = 47 мкФ и R, = 1 МОм время срабатывания (включения) составляет » 20 мс, время спада (отключения) -1 с (в обоих случаях при изменении уровня регулируемого сигнала на 20 дБ).


Номиналы элементов R, и С,, и постоянные времени находятся в прямой пропорциональной зависимости. Величина R, может изменяться в пределах 470 кОм...1,5 МОм, Сt ? 4,7 мкФ.
13.28. Однодиапазонный КВ-приемник на диапазоны 15, 20 или 80 м с ПЧ = 9 МГц
Данный приемник еще один - наряду с приемником прямого преобразования из разд. 13.26-типичный “объект для начинающих”. В принципе он пригоден для использования на всех диапазонах от 10 до 160 м.
В первую очередь на рис. 13.42 представлена принципиальная схема приемного тракта; характеристики конструктивных элементов, определяющих частотные свойства тракта, а также данные по ослаблению зеркальных каналов приема и ПЧ приведены в табл. 13.6.

Принципиальные схемы гетеродина и генератора несущей приведены на рис. 13.43; информация о частотноопределяющих элементах гетеродина (перестраиваемого генератора) содержится в табл. 13.7. Кварцевые резонаторы Q1...5 выбираются на частоту (9 ± 0,02) МГц (СВ-тип); разброс частот резонанса для всех используемых экземпляров (в том числе и для резонатора в генераторе несущей) не должен превышать 200 Гц. Кварцевый лестничный фильтр обеспечивает ширину полосы, необходимую для телефонной SSB-связи; для телеграфной связи можно применить НЧ-фильтр с шириной полосы 100 Гц.
Нужно обеспечить экранирование генераторов друг от друга и каждого в отдельности от других блоков приемного тракта; для этого вполне достаточны разделительные перегородки.
Проанализируйте, принимая во внимание рис. 11.1, выбор диапазона частот гетеродина. В соответствии с этим рисунком в диапазоне 80 м принимается нижняя боковая полоса (LSB), а в обоих коротковолновых диапазонах-верхняя боковая полоса (USB). Именно такой способ практикуется в любительской радиосвязи: настройка гетеродина на прием LSB при f < 10 МГц и на прием USB при f > 10 МГц.
13.29. Модем с ТХ- и RX-усилителями НЧ
Как видно из рис. 13.44, DSB/SSB-модулятор и -демодулятор реализованы на одном-общем для обоих - среднеуровневом кольцевом смесителе, который через ФНЧ-диплек-сер связан с усилителем мощности модулирующего сигнала (передача) и с предуси-лителем НЧ (прием); каждый усилитель построен на одном интегральном ОУ.



Вместо двух отдельных микросхем NE5534 можно использовать сдвоенный ОУ NE5532; способ подключения этой микросхемы хорошо виден из рис. 13.42.
13.30. Активный модем для трансивера
Принципиальная схема этого DSB/SSB-модема, работающего на частотах до 75 МГц, представлена на рис. 13.45. Уровень несущей (при передаче) можно минимизировать с помощью подстроечного резистора; на частотах < 12 МГц обеспечивается ее подавление приблизительно на 60 дБ. Сопротивления резисторов R*, присоединенных к выводу 5 микросхем, составляют 750 Ом...1,5 кОм при напряжении питания 6...8 В. Таким образом, gu = 0...2 дБ в расчете на одну из двух боковых полос ft + fm или ft + fz (при передаче или приеме соответственно).

Полезным дополнением является относительно небольшая стоимость подобных устройств. Вместо микросхемы SL1641 можно использовать ее аналоги: МС1496 и TL442; для последних, правда, нужны внешние схемные элементы, приводящие к некоторому удорожанию конструкции.
13.31. Усилители на УКВ и ДМ В диапазоны на полевых GaAs-транзисторах
Усилители на элементах с барьером Шотки позволяют получать в спектральном диапазоне до 1 ГГц коэффициент шума 0,4...0,8 дБ при усилении 20...25 дБ. В противоположность отличным шумовым характеристикам значения параметров IPi3 и КР; весьма малы - всего лишь примерно — 5 и — 14 дБм соответственно; однако для связей, осуществляемых сигналами, распространяющимися вне земной поверхности, при использовании остронаправленных антенн данный факт не имеет сколь-нибудь существенного значения (как это может показаться на первый взгляд).
На рис. 13.46. приведена принципиальная схема первого усилителя. Он может работать в частотном диапазоне 100...200 МГц; при оптимальной подстройке конденсаторов С1 и С2 коэффициент шума F » 0,5 дБ, коэффициент усиления GP » 24 дБ.

Здесь-как и вообще в случае усилителей данного типа - нужно принять во внимание, что устойчивость усилителя обеспечивается только при использовании узкополосных антенн и активной (в широкой полосе частот) номинальной нагрузки (с допуском + 30%).


Кроме того, как входной, так и выходной импедансы усилителя всегда оказываются слишком большими (> 1 kOм), в результате чего исключается возможность непосредственного каскадного соединения подобных устройств; действительно, такое соединение повлекло бы за собой большую вероятность самовозбуждения и при известных условиях привело бы к “выгоранию” транзисторов.
В качестве “нагрузки” для рассматриваемого усилителя на GaAs полевых транзисторах особенно рекомендуется схема, представленная на рис. 13.47. 

Во-первых, она позволяет реализовать совершенно определенные требования по нагрузочному импедансу усилителя, а во-вторых, обеспечивает очень хорошую развязку усилителя с последующими каскадами. Коэффициент усиления этой схемы GP » 0 дБ, коэффициент шума F » 2 дБ. Таким образом, эффективные значения параметров GP и F для каскада, состоящего из усилителя и его развязывающей нагрузки, оказываются равными » 24 дБ и 0,5...0,6 дБ соответственно. Если, например, этот каскад включить на входе приемника с коэффициентом шума F = 5 дБ, то коэффициент шума всей системы снизится до 0,6...0,7 дБ; уровень шума в полосе частот шириной 500 Гц снижается при этом от - 142 дБм (18 нВ/50 Ом) до - 146,3 дБм (11 нВ/50 Ом).
Принципиальная схема еще одного усилителя на полевом транзисторе представлена на рис. 13.48. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне 350...500 МГц с коэффициентом шума 0,8...0,9 дБ и усилением 20 дБ.

В качестве согласующе-развязывающей нагрузки этого услителя можно использовать схему, представленную на рис. 13.49. Она характеризуется параметрами F = 4 дБ и GP = 3 дБ. В результате для системы, состоящей из усилителя (рис. 13.48), его развязывающей нагрузки (рис. 13.49) и приемника с принятым выше значением F = 5 дБ, коэффициент шума не будет превышать 1 дБ.

Обратим внимание, что реализация подобных устройств, и особенно усилителей на полевых GaAs-транзисторах, возможна только при наличии большого опыта в конструировании ВЧ-устройств. Непременным условием является также использование соответствующей высококачественной измерительной аппаратуры.


Внимание! В усилителях на полевых GaAs- транзисторах не должно быть кабельных соединений с эффективной длиной n * l ,/4, где n-нечетное число. Из-за неизбежного рассогласования внутри усилителя они приводили бы к нежелательным преобразованиям импедансов и, как следствие, к повышению уровня собственных шумов, слишком малому или слишком большому усилению, а также к неустойчивости усилителя вплоть до его самовозбуждения. По возможности следует выбирать эффективную длину, точно равную или кратную l /2. В связи с этим настоятельно рекомендуется также применение узкополосных антенн, о чем уже говорилось выше.
13.32. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах
Принципиальная схема этого активного смесителя представлена на рис. 13.50. Его параметры: IPi3 = + 33 дБм, КР, = + 15 дБм, GP = + 2 дБ и F = 8 дБ в расчете на Pu = + 20 дБм.

Значения параметров IP, KP и GP характеризуют его как смеситель очень высокого уровня, однако в отличие от рассмотренного в разд. 3.1 соответствующего кольцевого смесителя на диодах Шотки данная схема усиливает сигнал. Эффективные значения коэффициента шума для обеих структур примерно одни и те же. Недостатки рассматриваемого здесь смесителя по сравнению с диодным кольцом-потребление тока и усиление мощности, которое может привести к перегрузке следующих за ним каскадов, а его преимущество-относительная нечувствительность к непосредственному присоединению узкополосных схем.
Трансформатор U1 выполнен по схеме на рис. 6.2,а, а трансформаторы U2 и tJ3 -по схеме на рис. 6.2,в. Полевые транзисторы нужно подобрать по одинаковому току стока с разбросом не более 10%; затем подбираются сопротивления резисторов R в истоковых цепях транзисторов, обеспечивающие установку полного тока стока величиной около 60 мА (указанное значение R = 133 Ом относится к данным первоисточника). И наконец, нужно подать на смеситель сигнал гетеродина и, изменяя Рu, установить суммарный ток стока на уровне “85 мА.
Монтаж смесителя нужно выполнять строго симметрично проводами минимальной длины.


Необходимо обеспечить одинаковые температурные условия для полевых транзисторов; примите во внимание, что корпус транзистора 310 соединен с затвором. Данный смеситель рассчитан на работу с 50-омной активной нагрузкой; его выходной импеданс (по отношению к fz-nopTy) “ 300 Ом.
13.33. Безотражательная схема согласования смесителя и фильтра ПЧ
Принципиальная схема этого полностью пассивного устройства, предназначенного для работы на частоте 40 МГц (ПЧ), представлена на рис. 13.51.

Данная согласующая структура работает следующим образом. Формирующий смесителем сигнал ПЧ сначала проходит через полосовой фильтр-диплексер, который отфильтровывает ненужную компоненту из полного сигнала fe + fu. Гибридный ответвитель U расщепляет полезный сигнал на две энергетически-симметричные компоненты, сдвинутые по фазе на 180° по отношению к фазе сигнала на входе ответвителя. Эти компоненты поступают на фазовые фильтры (каждая на свой фильтр), сдвигающие фазу одной компоненты на — 45°, а другой на + 45°; таким образом, на выходах фазовых фильтров мы будем иметь два равных по амплитуде сигнала с относительным фазовым сдвигом 90°. Спектральные составляющие этих сигналов с частотами, лежащими вне (совпадающих) полос пропускания фильтров А и В, из-за рассогласования импедансной связи с фильтрами на этих частотах будут отражаться и проходить через фазовые фильтры в обратном направлении, получая еще раз фазовый сдвиг — 45° или + 45°; в результате две отраженные компоненты “встречаются” на резисторе RB, имея относительный фазовый сдвиг 180°, и, следовательно, “уничтожают” друг друга. Таким образом, смеситель всегда “видит” нагрузку с 50-омным значением импеданса, даже при разомкнутых портах фильтров (как это показано на рисунке).
На выходах фильтров А и В обе компоненты полезного сигнала ПЧ с относительным фазовым сдвигом 90° снова “сводятся” вместе с помощью гибридного ответвителя, компенсирующего 90-градусный фазовый сдвиг, т.е. суммируются. В качестве фильтров ПЧ в подобных схемах вполне можно применить двухрезонаторные структуры.


Ширина полосы пропускания этих фильтров выбирается в соответствии с требуемым максимальным значением селективности приемника. Очень важное значение имеет обеспечение одинакового времени распространения компонент полного-сигнала в ветвях тракта, причем особое внимание в этом отношении должно быть уделено фильтрам.
Представленная структура, располагаемая за входной частью приемного тракта, состоящего из ВЧ-селектора с Аi = 1 дБ и смесителя с Аi = 6 дБ, при затуханий » 1 дБ, вносимом фильтром ПЧ, и F = 2 дБ для следующего за этими фильтрами усилителя позволяет получить для всего приемника коэффициент шума 10...12 дБ при очень хороших значениях всех других параметров. Системы этого типа-как с усилением по ВЧ, так и без него-обеспечивают реализацию абсолютно оптимальных характеристик приемного тракта.
13.34. Предусилитель ПЧ на 9 МГц с подавителем помех
Первая часть этого устройства, включающая приемный тракт и схему подключения блокирующего звена в приемном тракте, представлена на рис. 13.52.

Входной сигнал ПЧ после предварительной селекции ПФ-диплексером поступает на предусилитель 1. С выхода этого предусилителя сигнал ответвляется на высокоомный вход схемы управления, которая будет описана ниже. Следующий далее (в приемном тракте) блок задержки-четырехрезонаторный кварцевый фильтр-при появлении импульса помехи обеспечивает формирование запирающего импульса для блокирующего звена раньше, чем до этого звена дойдет сигнал помехи. Запирающий импульс вызывает срабатывание одновибратора IC5, выходы Q и Q которого переключаются в состояния высокого и низкого уровней соответственно и через промежуточный усилитель тока IC6 инициируют установку ключа на диодах Шотки в режим блокирования на время длительности выходного импульса одновибратора.
На рис. 13.53 приведена принципиальная схема блока задержки сигнала на кварцевом фильтре; как видно из указанных значений частот кварцевых резонаторов, речь идет об устройстве, построенном на основе элементов с параметрами, выбираемыми внутри гауссовой кривой их распределения.



На рис. 13. 54 представлена принципиальная схема высокоэффективного блокирующего звена, реализованного на восьми диодах Шотки и двух симметрирующих трансформаторах.

Принципиальная схема блока формирования запирающего импульса приведена на рис. 13.55. 

В нормальном состоянии-в отсутствие импульса помехи-усилитель ПЧ с АРУ обладает некоторым относительно небольшим усилением, зависящим от величины сигнала ПЧ на его входе; при этом микросхема IC4-усилитель-ограничитель-работает в режиме ниже своего уровня ограничения. При появлении импульса помехи очень резкое нарастание уровня сигнала приводит к срабатыванию триггера, который в свою очередь запускает одновибратор. Ключ на диодах Шотки блокирует сигнальный тракт. Одновременно в точку D схемы поступает сигнал высокого уровня с выхода Q одновибратора, который сдвигает усиление микросхем IC1 и IC2 к самой нижней границе диапазона регулирования. После окончания действия импульса одновибратора напряжение в точке D возвращается к прежнему низкому уровню, запирающее напряжение (5 В) на обеих регулируемых ИС быстро уменьшается, усилитель переходит в активный режим, и снова устанавливается регулирующее напряжение UAGC, зависящее от уровня входного сигнала.
Разработка подобных устройств-очень трудоемкая задача. Их безупречной работы можно добиться только с учетом свойств всего приемного тракта от разъема подключения антенны до демодулятора и АРУ-генератора. При этом условии рассматриваемую систему (в принципе наиболее оптимальную по замыслу) можно сделать полностью автоматизированной, т.е. с автоматическим регулированием чувствительности и длительности запирающего импульса (также и при наличии эхо-импульсов помехи). Используемое в данном устройстве блокирующее звено обеспечивает > 80 дБ статическое и > 60 дБ динамическое подавление помех; это очень важный критерий, который исключает применение более простых структур.
13.35. Логическое устройство для определения направления вращения
В задающих генераторах синтезаторов частоты, перестраиваемых с помощью вращающейся ручки, чаще всего применяются оптические кодирующие устройства с датчиком направления вращения и формирователем импульсов для счетчика, управляющего делителем частоты в синтезаторе.


На рис. 13. 56 иллюстрируется принцип работы оптического кодирующего устройства, состоящего из диска с прорезанными по его краю щелеобразными отверстиями и двух (инфракрасных) оптических затворов.

Обратите внимание на расположение затворов по отношению к щелевым вырезам на диске. В исходном положении диска оба затвора перекрыты. Если, например, диск начнет поворачиваться по часовой стрелке, то сначала откроется затвор LSI, а уже затем затвор LS2; при вращении против часовой стрелки все происходит в обратном порядке. Теперь дело за тем, чтобы использовать это сдвинутое по времени срабатывание затворов и преобразовать число прошедших перед ними щелевых вырезов в соответствующее число импульсов для счетчика.
Принципиальная схема предназначенного для этой цели логического устройства приведена на рис. 13.57.

Слева показаны оба оптических затвора; на микросхеме IC1 выполнено два компаратора, преобразующих выходные сигналы затворов в цифровую форму; микросхемы IC2 и IC3 детектируют последовательность срабатывания затворов (т. е. направление вращения) и выдают соответствующие импульсы на входы микросхемы IC4. Импульс, приходящий от того затвора, который срабатывает первым, переключает соответствующий триггер и одновременно блокирует второй триггер.
Оптические кодеры-стандартные конструктивные элементы; выпускаются и логические устройства рассмотренного типа в интегральном исполнении.

Данные и факты

В этой главе содержится “всякая всячина”, т. е. самые общеупотребительные сведения и определения, необходимые для лучшей интерпретации всего изложенного выше.

Выбор критичных по ВЧ конструктивных элементов, особенно тех, которые определяют частотные свойства и качественный уровень схем, должен всегда основываться на самых последних данных производителей; коммерческий уровень выпускаемых компонентов постоянно изменяется. Что касается подробных и. строгих математических определений, то их можно найти в специальной литературе; их, конечно, можно использовать только на основе достаточно обширных инженерных и научных знаний.

14.1. Конденсаторы

Общий обзор различных типов, применений и свойств конденсаторов представлен в табл. 14.1. Для ВЧ-применений следует предпочесть пленочные и керамические конденсаторы (третий и четвертый горизонтальные блоки таблицы).

В табл. 14.2 объясняется способ маркировки пленочных и керамических конденсаторов и, кроме того, дается обзор керамических конденсаторов с нормированным температурным коэффициентом емкости (ТКЕ), используемых для температурной компенсации, Наконец, в табл. 14.3 указаны основные свойства подстроечных конденсаторов.

Добавим, что величина, обратная коэффициенту потерь tg d , есть не что иное, как коэффициент добротности Q; таким образом, Q = 1/tg d или tg d = 1/Q. Для расчета схем с конденсаторами используются следующие формулы (где С-емкость конденсатора): 

14.2. Катушки

На рис. 14.1 представлена диаграмма для расчета бескаркасных катушек и катушек, намотанных на индуктивно нейтральных каркасах. Наивысшие значения добротности ненагруженной катушки получаются, когда отношение длины обмотки к ее диаметру приближенно равно 1:2. Для обеспечения оптимальной добротности экраны и другие металлические элементы следует располагать на достаточном расстоянии от катушки - во всяком случае не меньшем половины диаметра обмотки.

В табл. 14.4 собраны данные по наиболее широко используемым кольцевым сердечникам из карбонильного железа (известная ТТ-серия), а в табл. 14.5-соответствующая информация по ферритовым кольцевым сердечникам (RT-серия); эти конструктивные элементы выпускаются, например, фирмами Amidon и Micrometals, другие производители используют несколько иные обозначения.
В табл. 14. 6 приведены данные по максимальному числу витков обмоток, размещаемых на данных сердечниках.

Общая конструкция чашеобразных (горшковых) ферритовых сердечников показана на рис. 14.2, а в табл. 14.7 приведены основные характеристики наиболее употребимых сердечников этого типа. Они выпускаются, например, фирмами Ferroxcube, Siemens и Valvo. С помощью рис. 14.3 можно определить максимальное число витков для обмоток, размещаемых на чашеобразных сердечниках.


И наконец, в табл. 14.8 содержится вся основная информация о медных проводах различного типа.

Для высокодобротных колебательных контуров лучше всего подходят кольцевые сердечники из карбонильного железа. При использовании сердечников Т-37-хх, Т-50-хх и Т-68-хх можно, например, в спектральном диапазоне 1.. .50 МГц получить добротности (для ненагруженной катушки) 180, 240 и 280 соответственно. Ферритовые сердечники следует применять только в трансформаторах. В критических случаях рекомендуются предварительные измерения и исследования в отношении интермодуляционных характеристик катушек; ферритовые сердечники зачастую здесь “терпят” полную неудачу.
Для расчета схем, содержащих индуктивности, используются следующие формулы: 

14.3. Аттенюаторы
Платы аттенюаторов выполняются в виде П- и Т-образных конфигураций, причем обычно нужны симметричные аттенюаторы с одинаковыми значениями входных и выходных сопротивлений. Номиналы их элементов в расчете на 50-омное значение входного и выходного сопротивлений и aj < 60 дБ приведены в табл. 14.9.

Для рассматриваемых в данной книге малосигнальных применений оптимальным является выбор металлопленочных резисторов с сопротивлениями 50... 250 Ом и мощностью рассеяния 0,3... 0,5 Вт. Реактивные составляющие элементов аттенюатора нужно учитывать, как правило, на частотах свыше 30 МГц. В высокочастотной области необходимо избегать применения аттенюаторов с затуханием > 20 дБ, а большие значения затухания следует обеспечивать с помощью каскадного соединения нескольких звеньев; сопротивления < 50 Ом и > 250 Ом рекомендуется “набирать” путем соединения (параллельного или последовательного соответственно) нескольких резисторов с номиналами (желательно различными), попадающими в область оптимальных значений.


Для расчета симметричных аттенюаторов можно использовать следующие формулы: 

14.4. Способы модуляции ВЧ-сигналов и виды связи
В табл. 14.10 дается обзор трех способов модуляции ВЧ-сигналов-амплитудной, частотной и импульсной, а также различных способов передачи информации для каждого вида модуляции с их отличительными признаками. Наряду с этим указаны кодовые обозначения всех видов связи как в старой, но еще довольно часто встречающейся форме, так и согласно новой официальной схеме в соответствии с WARC'79.
14.5. Сокращения
Ниже приведена расшифровка английских сокращений, наиболее часто встречающихся в литературе по приемной технике, и некоторых немецких сокращений, используемых автором в данной книге.
AF Audio Frequency: звуковая частота AFC Automatic Frequency Control: автоматическая подстройка частоты (АПЧ) AFSK Audio Frequency Shift Keying: тональная манипуляция (при радиотелетайпной связи) AGC Automatic Gain Control: автоматическая регулировка усиления (АРУ) AM Amplituden-Modulation: амплитудная модуляция ANL Automatic Noise Limiter: автоматический ограничитель шумов AVC Automatic Volume Control: автоматическая регулировка громкости (АРГ) ВС Broadcast: радиовещание BCI Broadcast Interference: помеха от радиовещательной станции BFO Beat Frequency Oscillator: генератор биений (генератор несущей в SSB- и CW- приемниках и SSB-передатчиках) CCW Coherent Code Work: когерентная телеграфия (специальный способ передачи телеграфных сообщений) CW Code-Work: телеграфия DAFC Digital Automatic Frequency Control: цифровая АПЧ DM Down Mixer: смеситель с преобразованием частоты “вниз” (fz < fc) DMO Down Mixer Oscillator: специальный генератор в синтезаторах частоты DP Desensibilisations-Punkt: точка потери чувствительности (за счет нтермо- дуляционных искажений) DR Dynamic Range: Dynamic-Bereich (DB): динамический диапазон (в тексте DB) DSB Double SideBand: две боковые полосы EHF Extremly High Frequency: крайне высокая частота (КВЧ); область частот 30... 300 ГГц; миллиметровые волны ERP Effective Radiated Power; эффективная излучаемая мощность FAX Факсимиле, фототелеграф, способ передачи неподвижных изображений FM Frequenz-Modulation: частотная модуляция FSK Frequency Shift Keying: частотная манипуляция (при телетайпной связи) HF High Frequency: высокая частота; область частот 3... 30 МГц; короткие волны (KB) IMA InterModulations-Abstand: интервал, отделяющий уровень мощности основного сигнала от уровня мощности интермодуляционных составляющих IMD InterModulation Distortion: интермодуляционные искажения IMP InterModulations-Produkte: интермодуляционные составляющие IP Intercept-Punkt: точка пересечения КР Kompressions-Punkt: точка компрессии LF Low Frequency: низкая частота; диапазон частот 30... 300 кГц; длинные волны (ДВ) LSB Lower SideBand: нижняя боковая полоса MF Medium Frequency: средняя частота (СЧ); диапазон частот 300... 3000 кГц; средние волны (СВ) NB Noise Blanker: устройство подавления помех NF Noise Floor, Noise Figure: уровень шума или коэффициент шума OVVO OVen controlled Variable Oscillator: термостатированный перестраиваемый генератор OVXO OVen controlled X-tal Oscillator: термостатированный кварцевый генератор PEP Peak Envelope Power: максимальное значение мощности огибающей PEV Peak Envelope Voltage: максимальное значение напряжения огибающей PLL Phase Locked Loop: петля регулирования фазы (в синтезаторах частоты) РМ Phasen-Modulation, Puls-Modulation: фазовая модуляция или импульсная модуляция РТТ Push To Talk: разговорный клапан (например, микрофона) RF Radio-Frequency: радиочастота (РЧ), высокая частота (ВЧ) (имеются в виду передаваемые и принимаемые частоты) RIT Receiver Incremental Tuning: малая расстройка приемника в трансиверах (от частоты передатчика) RF RauschFlur: уровень шума RTTY Radio TeleTYpe: радиотелетайп RX Empfanger: приемник SHF Super High Frequency: сверхвысокая частота (СВЧ); область частот 3... 30 ГГц; сантиметровые волны SNR Signal to Noise Ratio: отношение сигнал/шум SSB Single SideBand: одна боковая полоса SWR Standing Wave Ratio: коэффициент стоячей волны (КСВ) TRCV TRansCeiVer: трансивер, приемник и передатчик как одно устройство TTY TeleTYpe: телетайп TV Television: телевидение TVI Television Interference: телевизионные помехи от других передатчиков ТХ Sender: передатчик UHF Ultra High Frequency: ультравысокая частота (УВЧ); область частот 300... 3000 МГц; дециметровые волны (ДМВ) USB Upper SideBand: верхняя боковая полоса UM Up Mixer: смеситель с преобразованием частоты “вверх” (fz > fe) VCO Voltage Controlled Oscillator: генератор, управляемый напряжением (ГУН) VCXO Voltage Controlled X-tal Oscillator: кварцевый генератор, управляемый напряжением VHP Very High Frequency: очень высокая частота (ОВЧ); область частот 30... 300 МГц; ультракороткие волны (УКВ) VFO Variable Frequency Oscillator: генератор, перестраиваемый по частоте VLF Very Low Frequency: очень низкая частота (ОНЧ); область частот 3... 300 кГц; сверхдлинные волны VXO Variable X-tal Oscillator: кварцевый генератор, перестраиваемый (в опре деленных пределах) по частоте XTAL Schwingquarz: кварцевый резонатор 14.6.


ВЧ-номограмма
Приведенная на рис. 14. 5 номограмма позволяет быстро оценить реактивные сопротивления конденсаторов и катушек в зависимости от частоты, а также значения резонансных частот контуров в зависимости от С и L.

Взаимосвязи между указанными параметрами описываются следующими формулами: 

14.7. Относительные значения U, I и Р в дБ
Они представлены в табл. 14.11. При умножении относительных величин связанных друг с другом параметров их относительные значения, выраженные в дБ, складываются (с учетом знака).

Для количественных оценок можно использовать следующие формулы: 

14.8. Взаимосвязи величин РдБм, РВт, иэфф/500м, идБмкВ, S
Диаграмма, представленная на рис. 14.6, позволяет быстро оценить “разномасштабные” количественные характеристики сигнала.
Для этого можно также использовать следующие точные формулы и определения:

В технике связи широко используются величины, выраженные в дБм: это не зависящая от импедансов и численно удобно выражаемая характеристика. Кроме того, если уровень сигнала задан в дБм, то к исходному значению этого уровня можно непосредственно прибавлять величину его относительного изменения в дБ, получая конечное значение уровня, также выраженное в дБм. Не нужно только забывать ставить знак + или — перед числом, определяющим уровень сигнала в дБм, для уровней выше и ниже 1 мВт соответственно.
Литература:
Blinchikoff H. J., Zverev A. I. Filtering in the Time and Frequency Domains, John Wiley and Sons, New York. Carson A. High Frequency Amplifiers, John Wiley and Sons, New York. Gerzelka G.E. Funkfernverkehrssysteme in Design und Schaltungstechnik, Franzis-Verlag, Munchen. Kovacs F. Hochfrequenzanwendungen von Halbleiter-Bauelementen, Franzis-Verlag, Munchen. Lancaster D. Das Aktiv-Filter-Kochbuch, IWT Verlag, Vaterstellen. Nuhrmann D. Das gro?e Werkbuch Eleklronik, Franzis-Verlag, Munchen. - Das kleine Werkbuch Eleklronik, Franzis-Verlag, Munchen. Orr W.I. Radio Handbook, Howard and Sams, Indianapolis. Osinga u.


Maaskant. Handbuch der electronischen Me?gerate, Franzis-Verlag, Munchen. Rint C. (Hrgs.) Handbuch fur Hochfrequenz- und Eleklro-Techniker, 5 Bande, Pflaum-Verlag, Munchen. Rohde L. Digital PLL Frequency Synlhesizers, Prentice Hall, Englewood Cliffs. Rose G. Grosse Elektronik-Formelsammlung, Franzis-Verlag, Munchen. Saal R. Handbook of Filter Design, Dr. A. Huthig-Verlag, Heidelberg. Zverev A. I. Handbook of Filter Synlhesis, John Wiley und Sons, New York.

Широкополосный тракт на диапазоны 80 и 20 м с ПЧ = 9 МГц

\главная\библиотека радиолюбителя\оглавление\...

Схемотехника радиоприемников. Практическое пособие.

Глава 5.Широкополосный тракт на диапазоны 80 и 20 м с ПЧ = 9 МГц

Представленная ниже принципиальная электрическая схема двухдиапазонного приемника для любительской радиосвязи работает в соответствии с блок-схемой, которая обсуждалась в гл. 4 с целью выяснения основных конструктивных особенностей приемника. На диапазонах 80 и 20 м особенно хорошо удаются континентальные связи на неосвещенной (ночной) стороне Земли и межконтинентальные DX-связи на линии терминатора и иногда также около 1 часа ночи.

Приемник (со всеми своими блоками) рассчитан на питание от 12-вольтовой бортовой сети автомобиля со средним значением напряжения 13,6 В. Это значение напряжения следует устанавливать и при питании приемника от бытовой сети; здесь лучше всего использовать или интегральный стабилизатор с регулируемым выходным напряжением (например, серии 723) в сочетании с мощным транзистором в качестве усилителя тока, или источник фиксированного напряжения 15 В с достаточным по величине нагрузочным током, в плюсовой провод которого нужно включить два последовательно соединенных диода (на ток 1 А; например, 1 N 4003). Ток, потребляемый собственно широкополосным трактом, составляет около 0,1 мА.

В разд. 12.1 и 13.6 описываются некоторые другие компоненты полной принципиальной схемы приемника, а именно: входящий в систему АРУ приемника усилитель ПЧ вместе с детектором перемножительного типа, генератором несущей и генератором сигнала АРУ и телеграфный ФНЧ соответственно.

5.1. Приемный тракт

На рис. 5.1 представлена первая часть принципиальной электрической схемы приемного тракта, включающая ВЧ-селектор и смеситель.

Для подключения антенны (разъем Bul) можно использовать 50-омный миниатюрный байонетный соединитель (BNC), например UG-290 или UG-1094 (штеккер UG-88). Эта коаксиальная арматура позволяет непосредственно (без переходников) подключать кабель диаметром около 6 мм; в частности, возможно применение кабелей RG-58/U и RG-58A/U, вносящих затухание всего лишь 0,5 дБ/10 м на частоте 15 МГц.

Переключатели S1 и S2 (для подключения ВЧ-аттенюатора и переключения диапазонов) - перекидного типа с тремя контактными группами; все три вывода средней контактной группы с целью внутреннего экранирования следует по кратчайшему пути заземлить во ВЧ (подсоединить к лицевой панели). Соединения этих переключателей с монтажной платой (а также с разъемом Bu1) можно выполнять 50-омным коаксиальным кабелем RG-174/U или RG-178B/U диаметром 2,5 мм и 1,5 мм соответственно.
В ВЧ-аттенюаторе мы используем металлопленочные резисторы с допустимой мощностью рассеяния 0,3... 0,5 Вт. Их можно устанавливать на монтажной плате ил” непосредственно припаивать к выводам переключателя S1.
В состав ВЧ-селектора входят два трехконтурных П-образных полосовых фильтра а также отсасывающий контур, настроенный на зеркальную частоту (» 14,15 МГц диапазона 80 м. На диапазоне 80 м используется фильтр с чебышевской, на диапазоне 20 м-с баттервортовской характеристиками. Параллельные контуры этих фильтров определяют значения граничных частот (они указаны на схеме), а последовательный контур-неравномерность характеристики внутри полосы пропускания. О частотной избирательности фильтров говорилось в гл. 3 и 4; все необходимые сведения о конструктивных элементах содержатся в табл. 5.1.

RC-звено, установленное между ВЧ-селектором и смесителем, служит для оптимального согласования импедансов на частотах свыше 150 МГц; в этой области спектра при увеличении частоты величины As для рассматриваемых полосовых фильтров очень скоро (на частотах » 1 ГГц) достигают очень малых значений.
Кольцевой смеситель на диодах Шотки с целью обеспечения максимальной помехоустойчивости выполнен широкополосным. Рабочие диапазоны его частотных характеристик, определяемых главным образом симметрирующими трансформаторами U1 и U2 (с коэффициентами трансформации 1:2:2),-2... 100 МГц для выхода ПЧ (fj и гетеродинного входа (fu) и 0... 100 МГц для входа принимаемого сигнала (fe). Цепи fe и fz, с одной стороны, и цепь fu-c другой, развязаны на 50... 55 дБ; цепь fe по отношению к цепи fг-на 25...30 дБ; все это для частот < 50 МГц.


В отношении катушек и трансформаторов нужно обратить внимание на то, чтобы их обмотки равномерно (с одинаковым шагом) распределялись по окружности сердечника, охватывая угол » 300°.
Для рассмотренного приемного тракта при отключенном ВЧ-аттенюаторе, т. е. при полном усилении, эффективное значение коэффициента усиления по мощности равно 1,5 дБ (см. рис. 4.1).
5.2. Гетеродин
Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного тракта приведена на рис. 5.3.

Для обеспечения оптимальной электрической стабильности и достаточно низкого уровня шумов всюду используются биполярные СВЧ-транзисторы; их применение только из-за частотных свойств (быстродействия, усиления) не является обязательным, поскольку вполне пригодны транзисторы и с fT ? 250 МГц.
Как видно из схемы, в перестраиваемом задающем генераторе (VFO) использован “архаичный” настроечный конденсатор переменной емкости. Для этого имеется следующее основание: при определяемой отношением 1:1,11 ширине диапазона перестройки по частоте D f и результирующей (пропорциональной D f2) необходимой ширине диапазона изменения емкости D С (1:1,23), а также в силу вынужденного использования высокой эффективной емкости контура (215.. .270 пФ) добротность контура, перестраиваемого с помощью варикапа, оказалась бы настолько низкой (в ненагруженном состоянии она определяется коэффициентом потерь варикапа), что ни по стабильности частоты, ни по уровню случайного изменения фазы (дрожание фазы) варикапный способ настройки не удовлетворил бы выдвинутым относительно высоким требованиям; в качестве приемлемой альтернативы предлагалась магнитно - управляемая индуктивность, однако это связано с довольно значительными экономическими издержками.
Величина сигнала на выходе задающего генератора должна составлять примерно 0,2 В; явные отклонения от этого значения (> +20%) следует устранять путем подбора (в небольших пределах) номинала связанного с землей резистора в эмиттерной цепи транзистора Т1. Аттенюатор с затуханием 6 дБ необходим для согласования выходного сопротивления буферного усилителя с входным сопротивлением усилителя мощности; без такого согласования наблюдалась бы перегрузка усилителя мощности и нарушалась бы работа смесителя.


Требуемый уровень мощности сигнала гетеродина (на входе смесителя) +13 дБм ± 1 дБ устанавливается с помощью подстроечного резистора в эмиттерной цепи транзистора Т2; этот уровень во всем диапазоне перестройки задающего генератора остается практически постоянным. Учитывая высокую линейность рабочих характеристик задающего генератора и следующих за ним усилителей, можно отказаться от применения фильтра высших гармоник.
Все необходимые сведения о частотноопределяющих конструктивных элементах и трансформаторах на кольцевых сердечниках U1 и U2 содержатся в табл. 5.2; схема намотки трансформаторов приведена на рис. 3.11.

Катушка задающего генератора намотана на кольцевом сердечнике из карбонильного железа. Хотя в отношении стабильности частоты генератора a priori нельзя сказать ничего определенного, тем не менее можно без каких-либо ограничений принять к сведению результаты конкретных измерений данного параметра, которые отражены на диаграммах рис. 5.4. 

Измерения проведены на четырех идентичных задающих генераторах, более или менее различающихся по физическим параметрам, но в конструктивном отношении выполненных на одинаково высоком техническом уровне, характерном для реализации высококачественных ВЧ-устройств; полученные результаты, в частности, показывают недопустимость перегрева внутреннего пространства корпуса приемника. Обмотку катушки задающего генератора нужно прочно закрепить на сердечнике, а последний - на монтажной плате; перед этим следует подкорректировать число витков катушки для обеспечения требуемой (по перекрытию) полосы частот, поскольку магнитная проницаемость кольцевого сердечника может изменяться в пределах ±30% от номинала.
Спектральная плотность мощности фазовых шумов гетеродина при расстройке ? 30 кГц составляет —126 дБ/Гц по отношению к мощности основного колебания на fu-входе смесителя. На самом деле минимальное необходимое значение этого параметра, определяемое в зависимости от DB3 и Вр по формуле DB3 + Вр(дБ), равно “ —127 дБ/Гц. При меньших (абсолютных) значениях сужаются оба динамических диапазона за счет смещения вверх их нижней границы с одновременным ухудшением пороговой чувствительности приемника.


Разница в — 1 дБ между допустимым и реальным уровнями шумов гетеродина (вместо желательных значений + 3 дБ и более) на практике, конечно, не имеет большого значения. При уменьшении Вр и соответствующем увеличении DB3 требования на допустимый уровень шумов гетеродина снижаются.
5.3. Влияние усилителя ВЧ
Если приемник используется в модифицированном (по рабочим частотам) варианте - для приема сигналов на частотах свыше 20 МГц или в качестве приставки к УКВ- или ДМВ-конвертеру,-то можно попытаться улучшить его чувствительность до значений, которые при коэффициенте шума 15 дБ уже недостижимы. Тогда (и только тогда) рекомендуется ввести в приемный тракт усилитель ВЧ.
Как видно из рис. 5.5, этот усилитель (выполненный в 50-омной схемотехнике) можно установить или непосредственно на входе приемника перед ВЧ-селектором (а), или между ВЧ-селектором и смесителем (б). 

Первую конфигурацию уместно использовать только в приставках к конвертеру (предварительная ВЧ-селекция в этом случае осуществляется на выходе самого конвертера), в остальном следует предпочесть вторую конфигурацию.
В качестве усилителя ВЧ лучше всего использовать малошумящую структуру с ООС Х-типа: такой усилитель мы уже рассматривали (тракт ПЧ на рис. 5.2). При Gp = 7 дБ и IС » 14 мА получаем IРi3 = +27,5 дБм, КРi = +1 дБм и F = 1,8 дБ (? 100 МГц). Принципиальная электрическая схема этого усилителя с необходимыми данными по намотке трансформатора для GP = 7 дБ приведена на рис. 5.6; ее рабочий диапазон частот около 10... 120 МГц (по уровню — 1 дБ GP).

Поскольку значение параметра IРо3 = + 34,5 дБм для рассматриваемого усилителя значительно превосходит величину IРi3 для смесителя ( + 20 дБм) и, кроме того, IPi3 смесителя < IPi3 усилителя, то для всего приемника так или иначе IР3 » +20 дБм; в этом отношении качество приемника при введении усилителя ВЧ не пострадает. В то же время усилитель ВЧ снижает КР-уровень приемника на величину своего коэффициента усиления GP (см. рис. 4.1), а значит, ухудшает динамическую характеристику приемника.


С другой стороны, мы получаем выигрыш в коэффициенте шума FRX,который для схем а и б на рис. 5.5 составляет 9 дБ и 10 дБ соответственно. Таким образом, с усилителем ВЧ DB3 » 100... 101 дБ вместо “всего лишь” 97 дБ в его отсутствие, что является следствием его весьма значительного IР3.
При более высоком значении коэффициента усиления по мощности возможно еще большее снижение FRX, правда, при одновременном уменьшении IP, KP и DB; для приема сигналов с частотами < 50 МГц это вряд ли целесообразно. Приведенные на рис. 1.3, рис 1.5, рис 4.1 определения позволяют провести соответствующий анализ данного вопроса.
Рассмотренный усилитель ВЧ был реализован в двух экземплярах: первый - для приемника-приставки к УКВ-конвертеру диапазона 2 м на диапазон 20 м, второй - для самостоятельного приемника, рассчитанного на работу в диапазоне 10 м; в обоих случаях он включался по схеме б на рис. 5.5. Обе конструкции сразу же показали высокую электрическую стабильность; напротив, при включении усилителя по схеме а на рис. 5.5 извлечение штеккера антенны тотчас же приводило к сильному самовозбуждению усилителя (во всех случаях на частоте 390 МГц).

---

---